三相级联型功率变换器是一种以传统两电平六开关功率变换器为单元,通过线电压级联方式构成的多重化变换器,具有提高电压等级、谐波含量低、易于模块化、扩展性强的优点。与基于单相H桥的三相级联型变换器相比,开关数量更少,减少了所需直流电容,直流侧电压纹波小,因而更适合应用于高压场合。

1999年,E．Cengelci等学者提出了三重线电压级联变换器（Line Voltage Cascade,LVC）拓扑结构,应用于中压可调速系统中,通过仿真验证其具有电压变化率低、谐波含量低等优点。Jun Wen和Keyue Smedley等提出通过限流电感把6个三相两电平电压源逆变器输出依次串联叠加得到六相输出,并将其应用于可调速六相电机。文献[1]提出一种三相线电压级联结构,由3个三相全桥逆变器的三相桥臂直接级联,输出线电压由子模块线电压叠加而成。文献[2]通过改变三相桥臂的连接方式,提出了一种新型线电压级联结构,使其更易于向更高级联数扩展。上述大部分研究均以基于传统两电平六开关功率变换器的三相级联变换器为研究对象,传统功率变换器中间环节包含的直流电容不仅降低了系统的可靠性,同时还会增加系统的体积与成本。此外,在实际应用中,基于电压等级的变换、安全、隔离等原因,往往需要将变换器采用隔离结构。

高频链矩阵整流器（High Frequency Link Matrix Rectifier,HFLMR）由精简矩阵变换器（Reduced Matrix Converter,RMC）、高频变压器与单相整流电路组成,该结构将传统隔离型整流器的三级结构简化为两级,省去中间直流环节的同时具备良好的输入输出特性。本文在此基础上提出了线电压级联高频链矩阵整流器（Line Voltage Cascade High-Frequency Link Matrix Rectifier,LVC-HFLMR）结构,以HFLMR为单元,通过线电压级联形成应用于高压大功率场合的多模块级联型变换器,其具备如下特点：①结构紧凑,无直流储能环节;②输入特性好,可四象限运行;③高频变压器代替工频变压器,降低了变压器的体积与质量;④三相线电压直接级联,节省开关数量。

换流策略是LVC-HFLMR实用化的关键技术之一,目前对于HFLMR的换流策略研究较为成熟,常用的方法有两步换流、四步换流和半自然一步换流。相较于两步或四步换流,半自然一步换流由于每个开关周期中开关上电压的极性和电流的方向都可以确定,方法简便且无需检测器件,具有更好的应用前景。LVC-HFLMR 3个模块采用相同的开关信号,若简单使用HFLMR的换流策略则会出现换流时单个模块负载开路的情况。为此,本文基于LVC-HFLMR的结构特点,提出了一种适用于LVC-HFLMR的一步换流策略,避免了换流时可能出现的负载开路及瞬时相间短路问题,建立了LVC-HFLMR系统的仿真模型,仿真结果验证了所提拓扑及其换流策略的正确性和可行性。

图1为LVC-HFLMR的拓扑结构,主要由3个高频链矩阵整流器模块构成,交流侧由3个精简矩阵变换器线电压级联而成,RMC将输入工频交流转化为正、负交替的高频脉冲电,经高频变压器实现电压等级变换与电气隔离后,通过二极管全桥整流变换为直流,3个整流电路的输出并联后为负载提供直流输出。

LVC-HFLMR的3个三相桥桥臂中点分别记为a₁、b₁、c₁,a₂、b₂、c₂和a₃、b₃、c₃,为简化分析,不妨假设三相电源平衡且内阻为0,L_a = L_b = L_c = L,每个模块的器件参数相同,变压器匝数比为n。

由图1可知,LVC-HFLMR交流侧线电压为

（1）

设流进每个桥臂的电流分别为i_ki,（k = a,b,c;i = 1,2,3）,设输入三相电流对称,且有效值为I,则有

（2）

根据图1所示的接线方式及基尔霍夫电流定律,可得

（3）

考虑到系统每个子模块采用同步控制,且根据接线特点,空间矢量调制时,以第1扇区为例,仅u_ab、u_ac两个线电压作用,电流关系有

（4）

第1扇区线电压平均值 ,两个线电压作用时间对称相等,可得 ,结合式（4）可得,在第1扇区中,基波分量为

（5）

同理,在每个扇区式（5）均成立。结合式（2）~式（5）,可得每个模块的三个桥臂电流分别为

（6）

由式（6）可知,虽然每个子模块的3个桥臂电流不对称,但每个模块引出的输入相电流均为模块中电流最大项,选取开关时,仅需考虑三相输入相电流的幅值,且考虑开关采取同步动作,3个模块的RMC可等效为一个来进行简化分析。

忽略开关管的损耗后,高频变压器的简化等效电路如图2所示^[5],其中L_s为等效漏电感;C_p为一次侧回路分布电容;C_s′为折算到一次侧的二次侧回路电容;R₁为电源内阻;R₂′为折算后的负载绕组电阻。

在图2等效电路中,高频变压器输入侧为RMC的高频输出,无直流电容,而输出侧为直流电容,考虑直流电容的值要远大于变压器分布电容的值,二次电阻相较负载电阻可忽略。得到工作状态下隔离环节的等效电路如图3所示。

在每个工作状态下,电流只流经3个模块中的其中2个模块,变压器二次侧高频脉冲电整流后并联输出,等效理想变压器电压比为n/2,综合可得LVC-HFLMR的等效电路如图4所示。

从等效电路可以看出,LVC-HFLMR结构功能与高频矩阵整流器相同,虽然级联更多的元件不可避免地带来更多的器件损耗,但级联器件分担电压应力的作用对于满足系统高电压等级的需求意义十分重大。

考虑到3个模块采取相同的开关信号,这里主要对单个模块HFLMR的调制策略进行分析。双极性电流空间矢量（Bipolar-Current-Spale Vector Modulation,B-C-SVM）能够实现输入电流正弦,功率因数可调,输出电压/电流纹波小且开关损耗低,是目前较为适用HFLMR的调制策略。不同于传统电流空间矢量,为了得到正负交变的高频脉冲电,输入电流由两组极性相反的基本矢量及零矢量进行合成,得到的输出极性有正有负,因而称之为双极性电流空间矢量调制。

采用图5扇区划分,不同于传统B-C-SVM的6扇区划分,将HFLMR输入电流空间矢量复平面划分为12个扇区,每个扇区里三相输入电压之间的相对大小是确定的。例如,扇区1中u_a>u_c>u_b,扇区2中u_a>u_b>u_c。在合成矢量时,选择对应线电压较低的矢量先作用,如图5a所示,当需要合成的矢量I_r位于扇区1时,选择矢量I_ab、I_ac进行合成,矢量I_ab、I_ac对应的线电压分别为u_ab、u_ac,在扇区1中u_ab>u_ac,此时,选择I_ac先作用,以保证矢量切换时,工作电压总是从u_ac切换至u_ab,使得换流过程实现自然换流。由于矩阵整流器输出为高频电,所需合成的输入电流矢量由参考输入相电流所在扇区相邻的两个有效矢量（用来得到输出正电流I_m）、与之极性相反的两个有效矢量（得到输出负电流-I_m）和零矢量这5个矢量合成。以扇区1为例,输入相电流由I_ab、I_ac、I_ba、I_ca和I_aa 5个矢量合成。

设三相输入电压为

（7）

以图6所示扇区1矢量合成顺序图为例,当参考电流I_r位于扇区1时,一个开关周期的前半周期,由扇区相邻的2个有效矢量I_ab、I_ac及零矢量合成I_r,此时RMC输出正向电流I_m,变压器一次电压为U_ab、U_ac。对应的各矢量作用时间计算式为

（8）

式中,T_s为开关周期;m为调制比;θ_i为参考电流矢量与I₁矢量的夹角,θ_i = ωt - ϕ + 30°。其前半周期矢量合成方式如图7所示。

后半周期与前半周期类似,为了得到与前半周期极性相反的电流,使用扇区7相邻的两个矢量I_ba、I_ca。变压器一次电压为U_ba、U_ca。开关信号与前半周期相反,此时RMC输出反向电流-I_m,基本矢量的占空比只与θ_i及m有关,在一个周期中,这两个参数均保持不变,后半周期的基本矢量占空比与前半周期相同,从而得到一个周期内正负交替高频电。

仅考虑三相输入相电流,分析其前半周期的电流平均值为

（9）

后半周期的矢量作用时间与前半周期对应的矢量相同,得到的电流平均值也完全相同,代入θ_i = ωt - ϕ + 30°,得

（10）

上式表明三相输入电流正弦对称,调节参考矢量与输入电压矢量的夹角ϕ 可调节输入功率因数。

在划分的12个扇区中,每个扇区里三相的相电压大小关系都是相对稳定的,在上述调制策略中,为了增大电压利用率,并尽量减少开关损耗,相电压绝对值最大的一相始终保持导通,换流发生在另外极性相同的两相之中。例如,扇区1中,u_a>0,u_c<0,u_b<0,换流发生在b、c相中。通过选择合适的矢量作用顺序,可以实现所提拓扑结构的一步换流。

下面以扇区1的一个PWM周期前半周期为例,说明其换流过程,其中,“1”表示上桥臂导通;“0”表示下桥臂导通;“X”表示上、下桥臂均关断;“S”表示上、下桥臂均导通,该桥臂呈直通状态。

（1）在开关状态由1X0变为10X过程中,变压器一次电压由u_ac变成u_ab,驱动开通S_bl（双向开关的两个IGBT同时给予导通信号）的同时关断S_cl,由于IGBT的导通时间远小于其关断时间,此时,并不会出现变压器一次侧开路的情况,且由于u_c>u_b,B、C相之间不会发生相间短路。工作电流由i_ac切换至i_ab,该过程为自然换流,开关管实现软关断。

此时电流由原本流经1、3模块,转为流经1、2模块,换流前后的电流路径如图8、图9所示,此时各模块C相桥臂均未导通,导致第三模块变压器一次侧开路,如图10所示。此时,选择导通第三模块S_al使A相桥臂直通,给变压器漏感提供泄能回路。

上述换流过程开关动作状态如图11所示。其中,S_3al表示第三个模块的A相桥臂下开关。S_3al在第三个模块漏感电流降为零后,将开关信号变为低电平进行关断。

同理,在划分的12个扇区中,每个扇区三相输入的相对大小确定。通过安排合理的有效矢量作用顺序,便可以实现有效矢量切换时的一步自然换流。

（2）在开关状态由10X变为SXX过程中,变压器一次电压由u_ab变为零,变换器将由S_ah、S_bl导通转为S_ah、S_al直通给变压器漏感放电提供路径。此时,若直接一步换流,关断S_bl的同时导通S_al,由于A相电压最大,S_al+流过如图12所示电流,此时S_bl开关管由于关断的延时,流经S_bl的电流不会马上下降,反而由于流过S_al+的电流与变压器逐渐增大的一次电流均流过S_bl-而出现瞬时过冲,然后再开始下降,直至关断。可以看到,在上述换流过程中,A、B相存在一个短暂的相间短路过程,开关管S_bl-上的电流会出现瞬时过冲,这对开关管的安全工作不利。

为了避免上述换流时出现的相间短路,在变压器一次电压由u_ab变为零的过程中,采用两步换流的思想,仅导通S_al-,此时,与之前的分析类似,电流依然流过S_bl,然后关断S_bl,电流被强迫换流至S_al-。

此换流过程开关动作状态如图13所示。其他扇区的换流过程与扇区1类似,工作矢量间切换时为自然换流,开关管均为软关断,切换至零矢量时,为强迫换流,此过程中由于开关的关断时间远大于开关的导通时间,仍可同时给予两组开关动作信号,实现一步换流。

在上述理论分析的基础上,在Matlab/Simulink中搭建了LVC-HFLMR及其控制系统的仿真模型。仿真参数如下：网侧输入额定相电压220V,额定频率50Hz,直流电感L₀ = 10mH,直流电容C₀ = 1μF,负载电阻R = 2Ω,开关频率为10kHz。系统仿真波形如图14所示。

由图14a~图14c可知,LVC-HFLMR可以实现近单位功率因数运行,输出稳定的直流电压。图14d为变压器一次电压波形,在每个开关周期内,矢量合成时均由较小的线电压对应的矢量先作用,以保证换流时实现自然换流。对比图14e与图14f可知,每个工作状态只有两个模块工作,改进换流策略给非工作状态模块的变压器漏感提供了泄能路径,避免了非工作状态变压器的一次侧开路,且每个变压器在一个周期中,仅有1/3的时间会出现非工作状态,减小了高峰电压,使得一次电压更低,提高了系统的安全性。

（1）提出了输入侧三相直接级联、输出侧并联的LVC-HFLMR拓扑,相对于基于单相H桥的三相级联结构,节省了开关管的数量,省略了直流侧电容,有效地提高了开关的电压等级,且利用高频变压器代替传统变压器,使得系统体积更小,结构更加紧凑,成本更低,在三相高压系统中具有较好的应用前景。

（2）基于HFLMR的一步换流策略,将输入相电流划分为12个扇区,根据每个扇区内三相输入电压的相对大小关系,确定每个扇区矢量切换的顺序,选择合适的开关顺序,实现了LVC-HFLMR的安全换流,简化了换流逻辑,提高了换流可靠性。

（3）针对LVC-HFLMR换流时可能出现负载短路的模块,直通一组桥臂,给变压器漏感提供放能路径。采用两步换流的思想,避免了工作状态切换至零矢量时的瞬时短路问题,提高了换流策略的安全性与可靠性。