电气工程学报, 2022, 17(1): 31-40 doi: 10.11985/2022.01.005

特邀专栏: 电力电子化配电网关键设备和运行控制

交直流混合微电网并联双向互联变换器环流抑制与功率控制*

郭强,, 向文凯,, 李山

重庆理工大学重庆市能源互联网工程技术研究中心 重庆 400054

Circulating Current Suppression and Power Control of Paralleled Bidirectional Interlinking Converters in Hybrid AC/DC Microgrid

GUO Qiang,, XIANG Wenkai,, LI Shan

Chongqing Energy Internet Engineering Technology Research Center, Chongqing University of Technology, Chongqing 400054

收稿日期: 2021-12-9   修回日期: 2022-02-1  

基金资助: *重庆市教委科学技术研究计划.  KJQN202001128
重庆市巴南区科技成果转化及产业化专项资助项目

Received: 2021-12-9   Revised: 2022-02-1  

作者简介 About authors

郭强,男,1984年生,博士,副教授。主要研究方向为大功率变流器及控制技术。E-mail： guoqiang@cqut.edu.cn;

向文凯,男,1996年生,硕士研究生。主要研究方向为互联变换器控制技术。E-mail： wenkaihh@163.com

摘要

针对交直流混合微电网中多台双向互联变流器(Bidirectional interlinking converter,BIC)并联运行时功率流动、分配以及环流问题,提出一种用于多并联BIC的分布式电源管理控制策略,其中每个BIC设计有独立的局部分布式控制器,计算出各自的功率参考值,并可根据不同功率额定值按比例分配,实现两子网间功率流动及不同BIC间的功率分配;此外,在零矢量前馈控制策略的基础上,提出一种虚拟BIC概念,以实现多并联BIC环流抑制。仿真与硬件在环试验结果表明该策略可有效控制两子网间的功率流动及多模块间环流抑制。

关键词： 交直流混合微电网 ; 双向互联变流器 ; 功率流动 ; 局部分布式控制 ; 环流抑制

Abstract

Aiming at the power flow, distribution and circulation problems when multiple bidirectional interlinking converters (BICs) are operating in parallel in AC-DC hybrid microgrids, a distributed power management control strategy for multi-parallel BICs is proposed. Each BIC is designed with an independent local distributed controller, which calculates its own power reference value, and can be allocated proportionally according to different power ratings to realize the power flow between the two sub-networks and the power distribution between different BICs. In addition, based on the null vector feedforward control strategy, a virtual BIC concept is proposed to realize the multi-parallel BIC circulating current suppression. The simulation and hardware-in-the-loop experimental results show that the strategy can effectively control the power flow between the two sub-networks and suppress the circulating current between multiple modules.

Keywords： Hybrid AC/DC microgrid ; bidirectional interlinking converter ; power flow ; locally distributed control ; circulation suppression

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本文引用格式

郭强, 向文凯, 李山. 交直流混合微电网并联双向互联变换器环流抑制与功率控制*. 电气工程学报[J], 2022, 17(1): 31-40 doi:10.11985/2022.01.005

GUO Qiang, XIANG Wenkai, LI Shan. Circulating Current Suppression and Power Control of Paralleled Bidirectional Interlinking Converters in Hybrid AC/DC Microgrid. Chinese Journal of Electrical Engineering[J], 2022, 17(1): 31-40 doi:10.11985/2022.01.005

1 引言

交直流混合微电网能够以更高的效率和更好的兼容性,有效地解决各种交直流负载、分布式电源和分布式存储的集成问题[1-2]。从结构上看交直流母线将系统分为三个部分,分别是交流子微网,直流子微网和双向互联变流器(Bidirectional interlinking converter,BIC)。在全球范围内,已有多个交直流混合微电网项目得到了验证,其中包括荷兰Bronsbergen假日公园[3]、欧洲超级电网[4]等。在交直流混合微电网中,BIC作为连接交流和直流母线的纽带,主要实现交、直流侧微电网间功率双向流动[5]。随着分布式电源数量以及负荷的不断增加,要求BIC将具有更高的功率处理能力。由于单个BIC功率受限,常采用多并联BIC结构以满足微电网不断扩容的需求[6]。

在交直流混合微电网能源管理方面,特别是在孤岛系统中,研究人员已做了大量研究[7-8]。其中,常采用下垂控制策略调节交直流微电网中各分布式电源的功率分配[9⇓-11],但该策略无法用于多并联BIC之间的功率分配;文献[12]提出一种分布式自适应修正的下垂控制策略,然而该方法需要在通信中传输50 Hz范围的交流电流信息,同样不适合于BIC结构。文献[13]中下垂控制被分配到系统的变换器中,以实现对直流子微网电压调节,但仅用于能量的单向流动。文献[14]中直流微电网通过BIC接入电网,同样仅实现功率单向流动。文献[15]提出了一种自治运行下垂控制策略。上述方案均无法保证两子微网负荷在稳态下均匀分配。

与单个BIC控制方案不同,交直流混合微电网中多并联BIC间存在严重的环流问题,导致系统损耗增加,甚至损坏开关器件。文献[16]对环流产生机理进行详细研究,但数学表达式过于复杂,物理概念不清晰。文献[17]通过实时调节下垂系数实现对环流的抑制,但下垂系数的变化影响了输出电压质量。文献[18]通过减少线路阻抗差异来抑制变换器之间的环流,但该方法引入的虚拟阻尼只呈现感性,与线路阻抗的阻感特性不匹配。文献[19]提出了一种无差拍的电流控制方法,通过零序电流反馈量控制变换器的零序电压,从而有效抑制环流,但该方法难于应用于多台并联的场合。

针对上述问题,本文提出了一种适用于交直流混合微电网中多并联BIC运行的分布式电源管理控制策略。其中每个BIC具有独立的局部分布式控制器,均可检测到网侧公共频率。通过局部分布式控制实现交流和直流子微网间的负荷平衡;根据每个BIC不同的额定功率处理能力,精确实现功率按比例双向流动。通过零矢量前馈控制实现对BIC间的环流抑制,并提出虚拟BIC概念将其应用至多并联BIC中环流控制中,加强环流抑制效果。此外,本文所提出的局部分布式控制可实现模块化设计,一旦新增BIC控制器完成本地调优,即可实现功率传输,从而有利于在实际工程中的广泛 应用。

2 多并联BIC的控制原理

图1为交直流混合微电网结构示意图,由交流子微网、直流子微网和多并联BIC三部分组成。

图1

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图1   含有多并联BIC的交直流混合微电网拓扑


2.1 BIC的功率流动分析

根据传统电力系统理论,得到交、直流子微网下垂控制方程

${{f}_{\text{ac}}}={{f}_{\text{acmax}}}-aP_{\text{ac}}^{M}\ \ \ P_{\text{ac}}^{M}=\sum\limits_{i=1}^{m}{P_{\text{ac}i}^{M}}\ \ \ {{P}_{\text{ac}}}=\sum\limits_{i=1}^{m}{{{P}_{\text{ac}j}}}$
${{V}_{\text{dc}}}={{V}_{\text{dcmax}}}-dP_{\text{dc}}^{M}\ \ \ P_{\text{dc}}^{M}=\sum\limits_{j=1}^{n}{P_{\text{dc}j}^{M}}\ \ \ {{P}_{\text{dc}}}=\sum\limits_{j=1}^{n}{{{P}_{\text{dc}j}}}$

式中,fac、facmax、$P_{\text{ac}}^{M}$分别为交流子微网网侧频率、最大网侧频率、有功功率;Vdcmax、$P_{\text{dc}}^{M}$分别为直流子微网最大输出电压、有功功率;a、d分别为等效交流和直流侧有功功率的下垂系数,表示为

$a={{\left( \sum\limits_{i=1}^{m}{a_{pi}^{-1}} \right)}^{-1}}=\frac{{{f}_{\text{acmax}}}-{{f}_{\text{acmin}}}}{{{P}_{\text{acmax}}}}\ \ \ \ {{P}_{\text{acmax}}}=\sum\limits_{i=1}^{m}{{{P}_{\text{ac}i\max }}}$
$d={{\left( \sum\limits_{j=1}^{n}{d_{j}^{-1}} \right)}^{-1}}=\frac{{{V}_{\text{dcmax}}}-{{V}_{\text{dcmin}}}}{{{P}_{\text{dcmax}}}}\ \ \ \ {{P}_{\text{dcmax}}}=\sum\limits_{j=1}^{n}{{{P}_{\text{dc}j\max }}}$

式中,Pacmax和Pdcmax分别为两子微网的最大有功功率。交直流侧负荷状态可分别定义为

$\text{FZ}\left( {{f}_{\text{ac}}} \right)=\frac{{{f}_{\text{ac}}}-{{f}_{\text{acmax}}}}{{{f}_{\text{acmax}}}-{{f}_{\text{acmin}}}}\ \ \ \ \text{FZ}\left( {{V}_{\text{dc}}} \right)=\frac{{{V}_{\text{dc}}}-{{V}_{\text{dcmax}}}}{{{V}_{\text{dcmax}}}-{{V}_{\text{dcmin}}}}$

以FZ(Vdc)>FZ(fac)为例,为实现交、直流侧功率平衡,将FZ(Vdc)与FZ(fac)差值通过分配特定权重比,计算出给定有功功率参考值ΔPBICs。无论负载处于轻载和重载状态,仅需保证FZ(Vdc)-FZ(fac)不为零,就能够控制BIC使得功率由轻负荷子微网流向另一侧,最终使整个系统将稳定在某一工作点,即FZ(Vdc)=FZ(fac)。因此,根据式(1)和式(2),考虑ΔPBICs影响可得出

${{f}_{\text{ac}}}={{f}_{\text{acmax}}}-a(P_{\text{ac}}^{M}-\Delta P_{\text{BICs}}^{M})$
${{V}_{\text{dc}}}={{V}_{\text{dcmax}}}-d(P_{\text{dc}}^{M}+\Delta P_{\text{BICs}}^{M})$

式中,$\Delta P_{\text{BICs}}^{M}$为流经BIC的瞬时功率,定义由交流流入直流子微网为正方向。联立式(5)~(7),得到

$\text{FZ}({{f}_{\text{ac}}})=\frac{-P_{\text{ac}}^{M}+\Delta P_{\text{BICs}}^{M}}{{{P}_{\text{acmax}}}}$
$\text{FZ}({{V}_{\text{dc}}})=\frac{-P_{\text{dc}}^{M}-\Delta P_{\text{BICs}}^{M}}{{{P}_{\text{dcmax}}}}$

当FZ(Vdc)=FZ(fac)时,有

$\Delta P_{\text{BICs}}^{M}=\frac{P_{\text{ac}}^{M}{{P}_{\text{dcmax}}}-P_{\text{dc}}^{M}{{P}_{\text{acmax}}}}{{{P}_{\text{dcmax}}}+{{P}_{\text{acmax}}}}$

根据上述推导,可利用BIC将交流子微网等效为直流子微网负载,同样直流子微网等效为交流子微网的电源。故应该由所有直流侧子微网提供,并根据各自比例分配给所有交流子微网。

2.2 局部分布式控制器

考虑到多个BIC具有不同的额定功率,交流和直流子微网功率分配策略可推广至BIC中。如图2所示,每个BIC采用局部分布式控制,该控制器按特定比例传输到BIC各自的参考功率,从而实现BIC之间功率分配。

图2

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图2   局部分布式控制


在设计控制器时,由于ΔPBICs必须由BIC传输,为避免单个BIC过载,选择一个控制目标作为所有BIC功率参考总和,即ΔPBICs,然后按比例分别给定到各个BIC上。

$\Delta {{P}_{\text{BICs}}}=\sum\limits_{k=1}^{x}{{{P}_{kref}}}\ \ \ \ {{P}_{\max }}=\sum\limits_{k=1}^{x}{{{P}_{k\max }}}$
$\begin{align} & \ \ \ {{P}_{1\text{ref}}}=\Delta {{P}_{\text{BICs}}}\frac{{{P}_{1\max }}}{{{P}_{\max }}},\cdots,{{P}_{k\text{ref}}}= \\ & \Delta {{P}_{\text{BICs}}}\frac{{{P}_{k\max }}}{{{P}_{\max }}},\cdots,{{P}_{x\text{ref}}}=\Delta {{P}_{\text{BICs}}}\frac{{{P}_{x\max }}}{{{P}_{\max }}} \\ \end{align}$

经前文分析可知,为实现功率分配需要获取fac和Vdc。由于交流子微网中仅存在一个基波频率,所有BIC均可接收到同一个fac和交流侧负荷状态。为了提高系统的可扩展性,BIC中所采用的通信方式不应该过于复杂。因此,除了式(12)的约束外,直流母线Vdc仅通过主控BIC接收,其他BIC分别通过采集相邻信息实现与主控BIC同步。当主控BIC出现故障时,会将主控身份分配至其余任意指定BIC模块,从而使系统具有即插即用功能。

为了实现上述目标,针对BICk设计了局部分布式控制器

$\left\{ \begin{align} & \Delta {{P}_{\text{BICs}}}={{G}_{d}}\sum\limits_{k=1}^{x}{({{k}_{kp}}{{e}_{k}}+{{k}_{ki}}\int{{{e}_{k}}dt})} \\ & {{P}_{k\text{ref}}}=\Delta {{P}_{\text{BICs}}}\frac{{{P}_{k\max }}}{{{P}_{\max }}} \\ & {{e}_{\text{FZ}}}=\text{FZ}({{V}_{\text{dc}}})-\text{FZ}({{f}_{\text{ac}}}) \\ & {{e}_{k}}={{g}_{k}}{{e}_{\text{FZ}}} \\ \end{align} \right.$

式中,gk为控制增益;ek为误差信号;ΔPBICs为整个BIC所需给定的功率;Pkref为BICk的功率给定值;由于PI控制器的作用,当系统稳态运行时,$\left| \text{FZ}({{V}_{\text{dc}}})-\text{FZ}({{f}_{\text{ac}}}) \right|$值近似为零,每个BIC的给定功率按各自比例分配。

2.3 电流补偿器设计及环流控制

根据文献[20]中对两并联BIC数学模型分析,得出多并联BIC中第n个BIC的零序电流表达式

$\frac{d{{i}_{\text{z}n}}}{dt}=\frac{{{u}_{\text{dc}}}}{{{L}_{n}}}\frac{\sum\limits_{i=1}^{n-\text{1}}{\frac{{{d}_{\text{z}i}}-{{d}_{\text{z}n}}}{{{L}_{i}}}}}{\sum\limits_{i=1}^{n}{\frac{1}{{{L}_{i}}}}}$

由式(14)可知,第n个BIC零序电流由第n个BIC与其他BIC零序占空比差值以及第n个BIC滤波电感决定的。尽管不同BIC之间占空比差异较小,但仍会产生环流。

图3是SVPWM中零矢量修正图[18],为控制环流,在BIC的零矢量中添加修正值y,经计算得到第i个BIC的零矢量占空比为

$\begin{align} & \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ {{d}_{\text{z}i}}={{d}_{\text{a}i}}+{{d}_{\text{b}i}}+{{d}_{\text{c}i}}= \\ & ({{d}_{\text{1}i}}+{{d}_{\text{2}i}}+\frac{{{d}_{\text{0}i}}}{2}-2y{}_{i})+({{d}_{\text{2}i}}+\frac{{{d}_{\text{0}i}}}{2}-2{{y}_{i}})+(\frac{{{d}_{\text{0}i}}}{2}-2{{y}_{i}})=\ \\ \end{align} {{d}_{\text{1}i}}+2{{d}_{\text{2}i}}+\frac{3}{2}{{d}_{\text{0}i}}-6{{y}_{i}}=\frac{1}{2}(-{{d}_{\text{1}i}}+{{d}_{\text{2}i}}-12{{y}_{i}})$.

由式(14)和式(15),得到第n个BIC零矢量校正后的环流表达式

$\frac{\mathrm{d} i_{z n}}{\mathrm{~d} t}=\frac{3 u_{\mathrm{dc}}}{L_{n}} \frac{\sum_{i=1}^{n-1} \frac{1}{L_{i}}}{L_{i} L_{n_{-} \mathrm{sum}}}\left(y_{i}-\frac{\sum_{i=1}^{n-1} \frac{y_{i}}{L_{i}}-\frac{1}{12} \sum_{i=1}^{n-1} \frac{\Delta d_{\text {in }}}{L_{i}}}{L_{(n-1)_{-} \mathrm{sum}}}\right)=\frac{3 u_{\mathrm{dc}}}{L_{n}^{\prime}}\left(y_{n}-\bar{y}_{n}+\frac{1}{12} \Delta \bar{d}_{n}\right)$
$\left\{\begin{array}{l}L_{n_{-} \text {sum }}=\sum_{i=1}^{n} \frac{1}{L_{i}} \\ \bar{y}_{n}=\sum_{i=1}^{n-1} \frac{y_{i}}{L_{i}} / L_{(n-1)_{-} \mathrm{sum}} \\ L_{n}^{\prime}=L_{n} \cdot L_{n_{-} \mathrm{sum}} / L_{(n-1)_{-} \mathrm{sum}} \\ \Delta \bar{d}_{n}=\sum_{i=1}^{n-1} \frac{\Delta d_{\mathrm{in}}}{L_{i}} / L_{(n-1)_{2} \mathrm{sum}} \\ \Delta d_{\text {in }}=-d_{1 i}+d_{2 i}+d_{1 \mathrm{n}}-d_{2 \mathrm{n}}\end{array}\right.$

图3

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图3   SVPWM零矢量修正


第n个BIC零序电流的等效物理模型可看作一个有扰动的一阶系统。环流控制一般采用PI控制器,但该控制忽略了扰动量$\left( -{{\overline{y}}_{n}}+1/12\Delta {{\overline{d}}_{n}} \right)$的干扰。其中,${{\overline{y}}_{n}}$由其他并联BIC的环流控制器产生,$\Delta {{\overline{d}}_{n}}$的干扰由不同模块间零矢量占空比差值产生。另外并联BIC间的线路滤波、参考电流和电流控制器动态响应的不同,会导致占空比的不同。

为了消除干扰的影响,本文采用基于SVPWM零矢量电压修正法进行环流抑制。由于环流控制回路中的扰动是由并联BIC占空比与滤波电感差值决定,为增强环流抑制效果,因此在传统PI环流控制器引入前馈项ynf。如图4所示,其中Td为当前采样延迟,TPWM为PWM时间常数。多并联前馈项可表示为

${{y}_{\text{nf}}}={{\overline{y}}_{n}}-\frac{1}{12}\Delta {{\overline{d}}_{n}}=\frac{\sum\limits_{i=1}^{n-\text{1}}{\frac{{{y}_{i}}}{{{L}_{i}}}-\frac{1}{12}}\sum\limits_{i=1}^{n-\text{1}}{\frac{\Delta {{d}_{\text{in}}}}{{{L}_{i}}}}}{{{L}_{\text{(}n-\text{1)}\_\text{sum}}}}$

图4

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图4   第n个BIC零矢量前馈控制框图


利用零矢量前馈,对扰动进行补偿。在多并联BIC中,零序电流的物理模型可以转化为理想一阶系统。与PI控制器相比,零矢量前馈PI控制器具有更好的环流抑制能力。采用零矢量前馈控制来抵消不同占空比和滤波电感的干扰。第n个BIC零序电流控制框图如图4所示。

任意BIC环流等效模型为含有两个扰动量ΔD12(s)/12和${{\overline{Y}}_{n}}$的一阶系统,作为前馈量消除产生的干扰。控制器可表示为

${{Y}_{n}}=({{K}_{\text{p}n}}+\frac{{{K}_{\text{I}n}}}{s})({{i}_{\text{zn }\!\!\_\!\!\text{ ref}}}-{{i}_{\text{z}n}})-(-{{\overline{Y}}_{n}}(s)+\frac{1}{12}\Delta {{\overline{D}}_{n}}(s))$

多并联BIC的零矢量前馈法比两模块并联BIC更为复杂。由文献[21]可知,在一个PWM周期内,每个并联BIC都需要非零矢量、环流控制器的输出以及所有并联BIC的滤波电感,并且环流控制器之间会相互影响。因此,在多并联BIC中应采用环流控制器的协调控制策略。

为了将零矢量前馈方法推广到多并联BIC系统,提出了一种虚拟BIC前馈计算方法,其控制框图如图5所示。

图5

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图5   基于零矢量修正的虚拟BIC控制框图


由图5可知,BIC1中无环流控制器。BIC2中环流控制器仅需要控制BIC1和BIC2的占空比,与其他运行状态及参数无关。前两个BIC的非零矢量差值由前馈补偿,PI控制器用于抑制已有的环流,因此BIC1和BIC2之间环流能够得到有效抑制。BIC1和BIC2可看作一个虚拟BIC(虚拟BIC2);而在第三个变换器中,只考虑BIC3与虚拟BIC2之间的环流,同理类推。本文仅使用前三个BIC的状态进行计算验证。通过PI和零矢量前馈控制器将虚拟BIC2与BIC3之间的环流抑制为零。同样,该方法可以推广到n并联BIC。前n-1个BIC为虚拟BICn-1,前n-1个BIC之间无环流。

采用n个并联BIC的系统控制框图如图6所示,其中图6b为第n个BIC模块控制框图。BIC1环流不需要控制,y1=0。其他n-1个BIC修正值yi可通过图4中给出的反馈控制计算得到。经零矢量修正值yi,n-1个BIC中非零矢量占空比和第n个BIC中零序电流izn计算可得yn。

图6

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图6   n个BIC并联的系统框图


3 BIC功率流动整体控制框图

基于局部分布式控制和多并联BIC环流控制策略,构建出系统总控制框图,如图7所示,虚线框内为主拓扑图,BICk框图中k=1,2,3,即三台BIC并联;实线框内包括交直流微电网和BIC的控制框图。为了降低模型验证的复杂度,交流子微网中简化为一个基于电压源型逆变器的分布式发电装置,采用下垂控制策略,实现功率分配以及获取参考输出电压,然后将参考输出电压输入到传统的双闭环控制系统。直流子微网简化为一个基于Boost直流变换器的分布式发电装置,含有直流下垂控制环路,电压外环控制环路和电流内环控制环路。

图7

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图7   系统功率流动整体控制框图


BICk控制目的是实现交、直流子微网间的功率流动。首先通过锁相环采集基波频率fac,并测量直流电压Vdc。将fac和Vdc标幺化作差,经PI控制器得到ΔPBICs,并通过对三个并联BIC额定功率值进行设定,可实现BIC功率按比例分配。此外,采用零矢量前馈控制实现对BICk间环流的抑制。

4 仿真与试验分析

为了验证所提出多并联BIC控制策略的可行性,在Matlab/Simulink中搭建了多并联BIC交直流混合微电网仿真系统,包括交流侧DC/AC,直流侧DC/DC和三台并联BIC,主要参数见表1。

表1   交直流混合微电网系统主要参数

参数数值
交流侧facmax, facmin/Hz51, 49
Pacmax/kW40
La/mH1.35
Ca/μF60
a2/40 000
Ea/V700
直流侧Vdcmax, Vdcmin/V710, 690
Pdcmax/kW40
Ld/mH2
Cd/μF470
d20/40 000
Ed/V380

并联BIC
P1max, P2max, P3max/kW6, 9, 18
g1, g2, g31, 0, 0
L1, L2, L3/mH4, 5, 6

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图8给出了三台BIC同时启动,然后依次将非主导BIC脱离系统的波形图。图8a所示,首先运行交、直流子微网,BIC不运行,交流负荷功率为20.01 kW,频率约为50.01 Hz;直流负荷功率为30.02 kW,电压约为695.0 V。显然,此时交流负荷小于直流负荷,当启动BIC后,交流子微网将向直流子微网提供部分功率,最终两侧发电功率均稳定为25.03 kW。交流侧频率和直流侧电压分别稳定为49.76 Hz和697.5 V。三台BIC传输功率分别约为-0.82 kW,-1.66 kW,-2.49 kW,能够准确地按额定功率比例1∶2∶3分配传输功率。如图8b、8c所示,当依次切断BIC3和BIC2,其余BIC按额定功率比例承担剩余所需传输功率,以保持交直流侧负荷稳定。综上所述,文中所提出的控制策略可实现交直流侧功率根据不同功率等级的BIC比例进行功率分配,且具有即插即用的功能。

图8

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图8   BIC按功率等级比例分配功率验证


在图8a的基础上将主控位置由BIC1转换为BIC2,其结果如图9所示。不难看出BIC1变为0 kW,而BIC2和BIC3分别变为-2.02 kW和-2.99 kW,在此过程中交、直流子微网提供的功率始终保持稳定。因此验证了本文控制策略具有较好的容错性。

图9

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图9   多并联BIC中主从位置改变对系统的影响


图10验证了该控制策略可实现系统中功率双向流动。在图8a稳定运行的基础上在交流侧增加15 kW的负载功率,交流侧频率下降至49.38 Hz,直流侧电压下降至693.7 V,交直流侧功率波动后均稳定在32.56 kW,BIC功率分别上升,由反向流动变为正向流动的0.42 kW、0.83 kW和1.26 kW,可发现该控制策略能实现功率双向流动,其输出功率比值仍保持为1∶2∶3,再次验证了功率可按比例分配。

图10

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图10   BIC功率双向流动验证


图11a为图10基础上BIC电流变化,电流幅值大小和BIC功率流动量相对应,通过缩短时间刻度可看出电压幅值基本稳定在311 V,各BIC电流幅值大小约为1.76 A、3.54 A和5.31 A,比值为1∶2∶3,且电流基本未发生畸变。图11b采用传统PI环流控制,对比发现,在不同滤波电感参数情况下上文提出的环流抑制方法可提高多并联BIC环流的抑制效果。

图11

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图11   BIC环流抑制验证


为进一步验证控制策略的有效性,利用硬件在环试验平台上对所建立的多并联BIC交直流混合微电网进行实时仿真运行,图12为硬件在环仿真试验平台。分别对系统中功率按比例分配、功率双向流动和环流抑制效果进行验证。

图12

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图12   硬件在环仿真试验平台


运行交直流侧子微网至稳定状态,同时启动并联BIC后主要变量变化如图13a、13b所示,当系统接入并联BIC后,由于交直流侧负荷不平衡,直流侧负荷功率由30.01 kW减至25.01 kW,交流侧由20.02 kW增至25.01 kW,交直流两侧负荷达到平衡状态。同时,直流侧电压由695.0 V增至697.5 V,交流侧频率由50 Hz降至49.75 Hz。三台BIC传输功率分别为：-0.83 kW,-1.63 kW,-2.51 kW,比值约为1∶2∶3,与额定功率比例一致。当突然关闭BIC3后,如图13c所示,BIC1与BIC2仍按比例分配传输功率。从而进一步验证了本文控制策略能够实现BIC功率按比例分配以及具有即插即用的功能。

图13

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图13   功率按比例分配试验验证


以图13稳定运行为基础,在交流侧增加15 kW功率负荷,如图14所示。交、直流侧功率在0.3 s内均达到稳定平衡状态,即Pac=Pdc=32.52 kW,交流侧频率和直流侧电压分别下降至49.38 Hz和693.7 V。三台BIC传输功率分别由-0.83 kW、-1.63 kW、-2.51 kW增至0.42 kW、0.83 kW、1.26 kW,比值仍为1∶2∶3。

图14

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图14   功率双向流动试验验证


为了验证零矢量控制策略对环流的抑制效果,在图14的基础上对BIC电压电流波形展开分析,如图15所示。交流电压幅值约为311 V,电流波形正弦化,畸变较小,BIC1、BIC2、BIC3中a相电流幅值比约为1∶2∶3。

图15

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图15   环流抑制试验验证


综上所述,从图13~15中可知,硬件在环试验结果和仿真结果具有较高的一致性,从而验证了本文所提出控制策略的正确性和有效性。

5 结论

本文在传统下垂控制基础上,提出了一种局部分布式控制策略,从而实现交直流混合微电网中多级并联BIC的功率按比例分配;其次,后级基于零矢量前馈控制策略,提出虚拟BIC概念实现多并联系统中的环流抑制,通过仿真和试验得到以下结论。

(1) 文中所采用的控制策略可实现多并联BIC功率高精度分配,误差控制在100 W以内。

(2) 针对多并联BIC中滤波电感参数的差异性,仍能较好地实现环流抑制,具有良好的鲁棒性。

(3) 实现了多并联BIC的即插即用功能。

参考文献

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Compartmentalization strategy for the optimal economic operation of a hybrid ac/dc microgrid

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施静容, 李勇, 贺悝, 等.

一种提升交直流混合微电网动态特性的综合惯量控制方法

[J]. 电工技术学报, 2020, 35(2):337-345.

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