一种输入电流连续的高电压增益改进型Cuk变换器*

doi:10.11985/2023.04.015

一种输入电流连续的高电压增益改进型Cuk变换器^*

岳舟^,, 刘小荻^,, 姚绍华, 杨佳霖

湖南人文科技学院能源与机电工程学院娄底 417000

A High Voltage Gain Improved Cuk Converter with Continuous Input Current

YUE Zhou^,, LIU Xiaodi^,, YAO Shaohua, YANG Jialin

College of Energy, Mechanical and Electrical Engineering, Hunan University of Humanities, Science and Technology, Loudi 417000

通讯作者: 岳舟，男，1982年生，硕士，副教授。主要研究方向为分布式发电与微电网技术、电力电子变换器控制技术。E-mail：yuezhou2000@163.com

收稿日期: 2022-11-6 修回日期: 2023-06-20

基金资助:

*国家自然科学基金(61702182)
湖南省教育厅优秀青年(20B328)
湖南省创新训练(S202110553023)

Received: 2022-11-6 Revised: 2023-06-20

作者简介 About authors

刘小荻，女，2001年生。主要研究方向为电力电子变换器控制技术。E-mail：1724081234@qq.com

摘要

高增益DC-DC变换器正越来越多地应用于太阳能光伏或其他可再生能源发电系统。良好的稳态和动态性能以及更高的电压增益，是为上述应用选取变换器的先决条件。为此，提出一种改进的Cuk变换器。首先，详细阐述了该新型变换器的拓扑结构与工作原理；然后，讨论了功率开关和二极管的电压应力，对其电路参数进行了设计，并在此基础上，将所提变换器与其他类似变换器在理想电压增益上进行了对比；最后，采用Matlab软件建立了系统仿真模型，并研制了试验样机，仿真和试验结果验证了理论分析的正确性。所提变换器电路结构简单，具有连续的输入和输出电流，输入电流的纹波相对较低，连续的输出电流降低了负载端电容上的电流应力。此外，该变换器输出电压纹波小，开关管和二极管间的电压应力很小。输入电流连续是DC-DC变换器的一个理想特性，所提变换器非常适合太阳能光伏应用。

关键词： 改进型Cuk变换器; 高电压增益; 单开关; 连续电流

Abstract

High gain DC-DC converters are increasingly being used in solar PV and other renewable generation systems. Satisfactory steady-state and dynamic performance, along with higher voltage gain, are pre-requirements for selecting the converter for these applications. For this reason, an improved Cuk converter is proposed. Firstly, the circuit topology and the working principle of the new converter are described in detail. Then, the voltage stress of power switch and diode is discussed, and its circuit parameters are designed. On this basis, the proposed converter is compared with other similar converters in ideal voltage gain. Finally, the system simulation model is established by Matlab, and the experimental prototype is developed. The simulation and experimental results verify the correctness of the theoretical analysis. The circuit structure of the proposed converter is simple, with continuous input and output currents, the ripple of the input current is relatively low, and the continuous output current reduces the current stress on the capacitance at the load end. In addition, the output voltage ripple of the converter is small, and the voltage stress between the switch and the diode is very small. Continuous input current is an ideal characteristic of DC-DC converter, which makes it very suitable for solar photovoltaic applications.

Keywords： Improved Cuk converter; high voltage gain; single switch; continuous current

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本文引用格式

岳舟, 刘小荻, 姚绍华, 杨佳霖. 一种输入电流连续的高电压增益改进型Cuk变换器^*[J]. 电气工程学报, 2023, 18(4): 134-142 doi:10.11985/2023.04.015

YUE Zhou, LIU Xiaodi, YAO Shaohua, YANG Jialin. A High Voltage Gain Improved Cuk Converter with Continuous Input Current[J]. Chinese Journal of Electrical Engineering, 2023, 18(4): 134-142 doi:10.11985/2023.04.015

1 引言

由于能源管理的原因，化石燃料的减少以及对环境污染的要求，寻找替代能源成为研究人员面临的一个挑战性问题。近年来，DC-DC变换器在工业中得到了广泛的应用，随着可再生能源应用的扩大，DC-DC变换器在工业中占有特殊的地位。在电子产品、燃料电池系统、蓄电池供电系统、便携式设备和电动汽车等诸多应用中都需要具有升降压功能的DC-DC变换器。因此，需要具有高电压增益、低成本及紧凑型的变换器。光伏系统和燃料电池等能源的输出电压较低，需要高电压增益变换器来调节其输出电压。图1为光伏发电在直流微电网中应用的系统框图。图1中主直流母线的规格为400 V，而光伏发电的输出电压一般在12~48 V，所以高电压增益和高效率的变换器是连接光伏板和直流母线以达到所需电压水平的基本要求。

图1

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图1 光伏发电在直流微电网中应用的系统框图

高增益DC-DC变换器分为隔离和非隔离两种^[1⇓-3]。其中一种获得高电压增益的方法是使用隔离变换器，通常是利用耦合电感或变压器来实现高电压增益。但这类变换器在带来高电压增益的同时，也有诸如变压器的结构庞大、半导体器件的高电压应力以及高成本等缺点。考虑到这些缺点，隔离变换器不太适用于光伏发电系统或燃料电池的应用。另一种方法是使用非隔离拓扑结构以实现高电压增益。非隔离拓扑通常具有结构简单、重量轻、制造成本低等优点，是一种适合于高电压增益应用的解决方案。在非隔离变换器中，Buck-Boost变换器结合了Buck和Boost变换器的功能^[4-5]。

传统的Buck-Boost变换器是最简单的升降压变换器。除此之外，还有Cuk、Zeta、Sepic等变换器。在这些变换器中，Cuk变换器因其输入输出电流连续以及负的输出电压等特性，尤其是具有负的输出电压，使其能够直接用于需要负电压源的应用场合，如音频放大器、信号发生器和数据传输接口等^[6-7]。

文献[8]提出了一种新的升降压变换器结构，虽然减少了导电元件，但是有两个功率开关，这增加了功率损耗，与传统的升降压变换器相比，电压增益没有改善。文献[9]提出了一种基于Sepic变换器的无变压器升降压变换器，该变换器中使用了一个主功率开关，但存储元件数量较多。文献[10]介绍了一种基于Zeta的非隔离变换器，其结构简单成本低，但输入电流不连续。文献[11]提出了一种基于Cuk的升降压变换器，电压增益高，但连续导通模式(Continuous conduction mode，CCM)下的工作模式与所提变换器不同。文献[12]中提出的升降压变换器由单功率开关组成，但输入电流不连续，电压纹波较大。文献[13]提出了一种多电平Cuk变换器。该变换器的电压增益适用于光伏应用，但元件数量多，实现困难。文献[14]介绍了一种改进的Cuk变换器，有两个功率开关，因此功率损耗很高。文献[15]介绍了另一种改进的单功率开关Cuk变换器。该变换器电压增益高，但储能元件数量多，成本高。

本文提出一种非隔离高电压增益改进型Cuk变换器。该变换器具有较高的电压增益，高于传统的升降压变换器，如Sepic、Zeta和Cuk。所提变换器输入输出电流连续，电压纹波小。电路拓扑结构简单，只有一个功率开关，因此，该变换器控制简单且成本低。所提改进型Cuk变换器可以直接用于需要负电压源的应用场合。本文对该变换器进行了数学分析。此外，为了验证该变换器的可行性，利用Matlab进行了仿真验证。本文详细描述了连续导通模式CCM下的拓扑结构及其工作模式。对所提变换器进行了稳态分析，对仿真结果进行了说明，以验证理论分析。

2 拓扑结构及工作原理

所提变换器的拓扑结构如图2所示。该变换器由一个功率开关S，两个二极管D₁、D₂，四个电容C₁、C₂、C₃、C_o，三个电感L₁、L₂、L₃和一个负载电阻R组成。

图2

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图2 拓扑结构

为了简化变换器的分析，有如下假设：① 功率开关和二极管等所有组件都是理想的；② 电容很大，保持电压恒定。所提变换器在功率开关导通和关断两种状态下，有两种工作模式。CCM下两种工作模式的等效电路如图3所示。

图3

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图3 等效电路

模式1：在此时间间隔[t₀，t₁]内，功率开关导通，二极管(D₁，D₂)关断。如图3a所示，通过输入电压和由电容磁化的L₂和L₃来励磁电感L₁。电容C₁放电，其他电容充电。由此得到以下方程

(1)

U_{L_{1}} = U_{in}

(2)

U_{L_{2}} = U_{C_{1}} - U_{C_{2}} - U_{C_{3}}

(3)

U_{L_{3}} = U_{C_{1}} - U_{o}

模式2：在此时间间隔[t₁，t₂]内，功率开关关断，二极管(D₁，D₂)导通。如图3b所示，所有电感均已退磁。电感L₁向电容C₁提供能量，同时电容C₂和C₃放电。相关方程如下所示

(4)

U_{L_{1}} = U_{in} - U_{C_{1}} + U_{C_{2}}

(5)

U_{L_{1}} = - U_{C_{2}} = - U_{C_{3}}

(6)

U_{L_{3}} = U_{C_{3}} - U_{o}

图4所示为CCM下所提拓扑在两种模式下的特征波形。

图4

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图4 特征波形

3 稳态分析

3.1 理想电压增益

当所提变换器处于稳态时，在L₁和L₂上应用伏秒平衡原理，根据式(1)、(2)和式(4)、(5)，得到

(7)

\frac{1}{T_{S}} (\int_{0}^{D T_{S}} U_{in} d t + \int_{D T_{S}}^{T_{S}} (U_{in} - U_{C_{1}} + U_{C_{2}}) d t) = 0

(8)

U_{in} - (1 - D) U_{C_{1}} + (1 - D) U_{C_{2}} = 0

(9)

\frac{1}{T_{S}} (\int_{0}^{D T_{S}} (U_{C_{1}} - U_{C_{2}} - U_{C_{3}}) d t + \int_{D T_{S}}^{T_{S}} (- U_{C_{2}}) d t) = 0

(10)

D (U_{C_{1}} - U_{C_{3}}) - U_{C_{2}} = 0

因为 $U_{C_{2}} = U_{C_{3}}$ ，代入式(10)，得到

(11)

U_{C_{1}} = \frac{1 + D}{D} U_{C_{2}}

根据式(8)和式(11)，可以推导出电容C₁、C₂、C₃的电压为

(12)

U_{C_{1}} = \frac{1 + D}{1 - D} U_{in}

(13)

U_{C_{2}} = U_{C_{3}} = \frac{D}{1 - D} U_{in}

根据式(12)、(13)，在L₃上应用伏秒平衡原理，所提变换器电压增益的推导计算如下所示

(14)

\frac{1}{T_{S}} (\int_{0}^{D T_{S}} (U_{C_{1}} - U_{o}) d t + \int_{D T_{S}}^{T_{S}} (U_{C_{3}} - U_{o}) d t) = 0

(15)

- U_{o} + D U_{C_{1}} + (1 - D) U_{C_{3}} = 0

(16)

G_{ideal} = \frac{U_{o}}{U_{in}} = \frac{2 D}{1 - D}

3.2 实际电压增益

为了获得所提变换器的实际电压增益，应考虑寄生值，如二极管和功率开关的导通电阻(r_S，r_D)、电感和电容(r_L，r_C)的等效串联电阻(Equivalent series resistance，ESR)以及二极管的正向压降(U_FD)。实际电压增益的计算公式如下

(17)

\{\begin{matrix} G_{real} = \frac{U_{o}}{U_{in}} = \frac{G_{ideal} - (1 + D) \frac{U_{{FD}_{1}}}{U_{in}} - (1 - D) \frac{U_{{FD}_{2}}}{U_{in}}}{\frac{1}{R} (A_{1} + A_{2} + A_{3}) + 1} \\ A_{1} = \frac{2 D^{3} - 2 D^{2} + 2 D}{{(1 - D)}^{3}} r_{S} + {(\frac{2 D}{1 - D})}^{3} r_{L_{1}} + \frac{D^{2}}{1 - D} r_{L_{2}} + r_{L_{3}} \\ A_{2} = \frac{6 D^{3} - 4 D^{2} + 2 D}{{(1 - D)}^{2}} r_{C_{1}} + {(\frac{D}{1 - D})}^{2} (r_{C_{2}} + r_{C_{3}}) \\ A_{3} = \frac{D^{2} + D}{{(1 - D)}^{2}} r_{D_{1}} + \frac{D}{1 - D} r_{D_{2}} \end{matrix}

3.3 理论计算

根据图3a，在模式1中

(18)

\{\begin{matrix} i_{C_{1}} = - i_{L_{2}} = - i_{L_{3}} \\ i_{C_{2}} = i_{C_{3}} = i_{L_{2}} \Rightarrow i_{C_{2}} + i_{C_{3}} = 2 i_{L_{2}} \end{matrix}

根据图3b，在模式2中

(19)

\{\begin{matrix} i_{C_{1}} = i_{L_{1}} \\ i_{C_{2}} - i_{L_{2}} + i_{C_{3}} + i_{L_{3}} = 0 \Rightarrow i_{C_{2}} + i_{C_{3}} = - i_{L_{1}} + i_{L_{2}} - i_{L_{3}} \end{matrix}

在电容C₂和C₃上应用安秒平衡原理

(20)

\frac{1}{T_{S}} (\int_{0}^{D T_{S}} 2 i_{L_{2}} d t + \int_{D T_{S}}^{T_{S}} (- i_{L_{1}} + i_{L_{2}} - i_{L_{3}}) d t) = 0

(21)

D (2 i_{L_{2}}) + (1 - D) (- i_{L_{1}} + i_{L_{2}} - i_{L_{3}}) = 0

通过简化式(21)，得到以下方程

(22)

(1 - D) (- i_{L_{1}} - i_{L_{3}}) + (1 + D) i_{L_{2}} = 0

在电容C₁上应用安秒平衡原理

(23)

\frac{1}{T_{S}} (\int_{0}^{D T_{S}} (- i_{L_{2}} - i_{L_{3}}) d t + \int_{D T_{S}}^{T_{S}} i_{L_{1}} d t) = 0

(24)

D (- i_{L_{2}} - i_{L_{3}}) + (1 - D) i_{L_{1}} = 0

如图3所示， $i_{in} = i_{L_{1}}$ ，式(22)和式(24)可以变换为

(25)

(1 - D) (- i_{in} - i_{L_{3}}) + (1 + D) i_{L_{2}} = 0

(26)

D (- i_{L_{2}} - i_{L_{3}}) + (1 - D) i_{in} = 0

将式(25)代入式(26)，可以得到电感L₂的平均电流

(27)

I_{L_{2}} = \frac{1 - D}{2 D} I_{in}

将式(27)代入式(26)，可以得到电感L₃的平均电流

(28)

I_{L_{3}} = \frac{1 - D}{2 D} I_{in}

类似地，将式(27)、(28)代入式(24)，可以得到电感L₁的平均电流

(29)

I_{L_{1}} = I_{in}

根据电压增益计算式(16)，可以得到输出平均电流

(30)

I_{o} = \frac{U_{o}}{R} = \frac{U_{in} (2 D)}{R (1 - D)}

$i_{L_{3}}$ 的平均值为

(31)

{〈i_{L_{3}}〉}_{T_{S}} = {〈i_{C_{o}}〉}_{T_{S}} + {〈i_{o}〉}_{T_{S}} \Rightarrow I_{L_{3}} = I_{o}

(32)

I_{L_{3}} = \frac{U_{o}}{R} = \frac{U_{in} (2 D)}{R (1 - D)}

根据式(28)和式(32)，输入平均电流为

(33)

I_{in} = I_{L_{1}} = \frac{U_{in} (4 D^{2})}{R {(1 - D)}^{2}}

将式(33)代入式(27)，得到

(34)

I_{L_{2}} = \frac{U_{in} (2 D)}{R (1 - D)}

功率开关和二极管的电流应力为

(35)

I_{C_{1}, on} = - I_{L_{2}} - I_{L_{3}} = - \frac{U_{in} (4 D)}{R (1 - D)}

(36)

I_{S} = I_{L_{1}} - I_{C_{1}, on} = \frac{U_{in} (4 D)}{R {(1 - D)}^{2}}

(37)

I_{C_{2}, off} + I_{C_{3}, off} = - I_{L_{1}} + I_{L_{2}} - I_{L_{3}} = - \frac{U_{in} (4 D^{2})}{R {(1 - D)}^{2}}

(38)

I_{C_{2}, off} = I_{C_{3}, off} = - \frac{U_{in} (2 D^{2})}{R {(1 - D)}^{2}}

(39)

I_{D_{1}} = I_{L_{2}} - I_{C_{2}, off} = \frac{U_{in} (2 D)}{R {(1 - D)}^{2}}

(40)

I_{D_{2}} = I_{L_{2}} - I_{C_{3}, off} = \frac{U_{in} (2 D)}{R {(1 - D)}^{2}}

在选择合适元器件时，各种电路元件上的电压应力是最重要的因素。功率开关及二极管的电压应力如下

(41)

U_{S} = \frac{U_{in}}{1 - D}

(42)

U_{D_{1}} = U_{D_{2}} = \frac{U_{in}}{1 - D}

从式(41)、(42)可以看出，通过功率开关及二极管的电压应力较低，且都小于输出电压。

3.4 参数设计

理论分析表明，该变换器工作在CCM模式下。为了验证所提变换器的最佳性能，并避免高功率损耗和低寿命，电路设计中电感电流的最小值为 $I_{L_{1}} = Δ i_{L_{1}} / 2$ 、 $I_{L_{2}} = Δ i_{L_{2}} / 2$ 和 $I_{L_{3}} = Δ i_{L_{3}} / 2$ ^[15]。

考虑上述关系，并根据式(32)~(34)和式(16)，设计的电感L₁、L₂和L₃如下所示

(43)

\{\begin{matrix} Δ i_{L_{1}} = \frac{D U_{in}}{L_{1} f_{S}} \Rightarrow L_{1} \geq \frac{U_{o} {(1 - D)}^{2}}{8 D I_{o} f_{S}} \\ Δ i_{L_{2}} = \frac{D U_{in}}{L_{2} f_{S}} \Rightarrow L_{2} \geq \frac{U_{o} (1 - D)}{4 D I_{o} f_{S}} \\ Δ i_{L_{3}} = \frac{D U_{in}}{L_{3} f_{S}} \Rightarrow L_{3} \geq \frac{U_{o} (1 - D)}{4 D I_{o} f_{S}} \end{matrix}

电容C₁、C₂、C₃和C_o之间的电压波动定义为 $Δ U_{C_{1}}$ 、 $Δ U_{C_{2}}$ 、 $Δ U_{C_{3}}$ 和 $Δ U_{C_{o}}$ 。选择电容最小值，假设允许的电压纹波为1%。根据输出电流，变换式(32)~(34)，则可以根据输出电流获得电容电流。

(44)

\{\begin{matrix} I_{L_{1}} = \frac{2 D}{1 - D} I_{o} \Rightarrow I_{C_{1},on} = 2 I_{o} \\ I_{L_{2}} = I_{L_{3}} = I_{o} \Rightarrow I_{C_{2},on} = I_{C_{3},on} = I_{o} \end{matrix}

根据上述方程，设计的电容值如下

(45)

\{\begin{matrix} C_{1} \geq \frac{2 D U_{o}}{R f_{S} Δ U_{C_{1}}} \\ C_{2, 3} \geq \frac{D U_{o}}{R f_{S} Δ U_{C_{2,3}}} \\ C_{o} \geq \frac{(1 - D) U_{o}}{16 L_{3} f_{S}^{2} Δ U_{C_{o}}} \end{matrix}

3.5 对比分析

与传统的Cuk、Zeta、Sepic以及Buck-Boost变换器相比，所提变换器的电压增益是它们的两倍。此外，在占空比低于0.67的情况下，本文所提变换器的电压增益高于文献[16]提出的二次变换器。应该注意的是，DC-DC变换器中更高的占空比会导致更高的损耗^[17]。高电压增益DC-DC变换器的一般缺点是在低压侧输入电流大，特别是在大功率应用中。除此之外，高占空比DC-DC变换器的实际增益与其理想增益不同。由于等效串联电阻的存在，实际增益要低于理想增益。将所提变换器与其他类似变换器在器件数量以及电压增益方面进行对比，如表1所示。从表1可以看出，所提变换器的理想电压增益是传统DC-DC变换器的两倍。所提变换器、传统DC-DC变换器以及文献[10-11,16]所提变换器的理想电压增益曲线如图5所示。从图5可以明显看出，在占空比低于0.67的情况下，所提变换器的理想电压增益优于与之对比的其他变换器。

表1 所提变换器与其他类似变换器的比较

变换器	开关数量	电感数量	电容数量	二极管数量	理想电压增益
Buck-Boost	1	1	1	1	D/(1-D)
Cuk	1	2	1	1	D/(1-D)
Sepic	1	2	2	1	D/(1-D)
Zeta	1	2	2	1	D/(1-D)
文献[10]	1	3	4	2	2D/(1-D)
文献[11]	1	3	4	2	2D/(1-D)
文献[16]	1	3	3	5	D²/(1-D)²
本文所提	1	3	4	2	2D/(1-D)

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图5

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图5 所提变换器与其他变换器的理想电压增益对比

4 仿真结果

为了验证理论分析，采用Matlab仿真软件进行系统仿真研究，给出了所提变换器在升压和降压模式下的仿真波形。表2为系统仿真参数。升压模式的波形如图6所示。如果占空比为60%，则输出电压约为73 V，仿真波形如图6a所示。略小于理想情况下的75 V理论值，与理论分析一致。图6b所示为电感L₁、L₂和L₃的电流波形。如式(32)~(34)所述，L₁、L₂和L₃的电感电流平均值分别为7.2 A、2.4 A和2.4 A，仿真结果与理论值非常接近。输入电流等于电感L₁电流，从仿真结果可以看出其纹波较低。图6c所示为电感L₁、L₂和L₃的电压波形，电感电压基本一致。图6d所示为电容C₁、C₂和C₃的电压波形。C₂的电压与C₃的电压相同。图6e所示为二极管D₁、D₂的电流波形。这两个二极管具有相同的电流。当功率开关处于断开状态时，二极管导通。功率开关S的电流波形如图6f所示。

表2 仿真参数

参数	数值
输入电压/V	25
开关频率/kHz	40
输出负载/Ω	31
电感L₁/μH	1 000
电感L₂、L₃/μH	800
电容C₁/μF	47
电容C₂、C₃/μF	100
电容C_o/μF	68
升压模式占空比	0.6
降压模式占空比	0.25

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图6

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图6 升压模式下仿真波形

降压模式的仿真波形如图7所示。当占空比为25%时，输出电压约为15 V，如图7a所示。该实际输出电压值同样小于理论值16.67 V。图7b所示为电感L₁、L₂和L₃的电流波形。根据式(32)~(34)，电感L₁、L₂和L₃的电流平均值分别为0.35 A、 0.53 A和0.53 A。从图7b可以看出，仿真结果与理论值非常接近。图7c所示为电感L₁、L₂和L₃的电压波形，电感电压基本一致。图7d所示为电容C₁、C₂和C₃的电压波形，C₂的电压与C₃的电压相同。

图7

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图7 降压模式下仿真波形

图7e所示为二极管D₁、D₂的电流波形。这两个二极管具有相同的电流。当功率开关处于断开状态时，二极管导通。功率开关S的电流波形如图7f所示。

本节进一步分析了所提变换器在不同占空比情况下的转换效率。转换效率与占空比的关系曲线如图8所示。从图8可以看出，当占空比在0.3~0.6之间系统转换效率在90%以上，系统的最高转换效率约为94%。

图8

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图8 转换效率与占空比的关系曲线

5 样机试验

为进一步验证理论分析的正确性，制作了试验样机。样机中采用的功率开关S为MOSFET (IRFP260N)，二极管为DSEP8-06As。功率开关S由TLP350型IC驱动^[17]。其他电路参数如表2所示。由于集成电路TLP350和TLP250的功能相似，因此详细的驱动电路可参考文献[18]。试验中使用2231-30-3型KEITHLEY电源作为输入源，THDP0200型差动探头和TPP0250型探头用于测量电压信息，采用TCP0030A型电流探头测量电流信息^[19-20]。所有试验波形均由Tektronix MDO3024型示波器记录。

在占空比为0.6、纯电阻负载为31 Ω的升压模式下，运行变换器的试验结果如图9所示。图9a为输出电压，约为72.77 V，与仿真结果十分接近。图9b为电容C₁和C₂的电压，分别约为95.87 V和35.55 V。功率开关的漏源极电压约为112 V。从试验结果可以看出，图9a中电感L₁的电流波形和图9b中电感L₃的电流波形是连续的，这表明所提变换器具有连续的输入电流和输出电流。因此，试验结果与理论分析非常吻合。类似地，图10是在占空比为0.25、纯电阻负载为31 Ω的变换器降压模式下获得的试验结果。试验波形与理论分析结果基本一致，验证了所提改进型Cuk变换器的特性。

图9

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图9 升压模式下的试验结果

图10

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图10 降压模式下的试验结果

6 结论

本文提出一种非隔离高电压增益改进型Cuk变换器。所提变换器的电压增益高于传统的Buck- Boost、Zeta、Sepic和Cuk变换器。该电路中的功率开关和其他功率元件间具有相对较低的电压应力。所提新型拓扑的主要特点如下所述。

(1) 与传统的DC-DC变换器相比，提高了电压增益。

(2) 输入电流连续，纹波小，降低了输入滤波器的成本。

(3) 输出电流连续，降低了负载端电容上的电流应力。

(4) 输出电压纹波较小。

由于该变换器具有上述优点，因此适用于光伏应用等领域。

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利用储能系统实现可再生能源微电网灵活安全运行的研究综述

2020

... 高增益DC-DC变换器分为隔离和非隔离两种^[1⇓-3].其中一种获得高电压增益的方法是使用隔离变换器，通常是利用耦合电感或变压器来实现高电压增益.但这类变换器在带来高电压增益的同时，也有诸如变压器的结构庞大、半导体器件的高电压应力以及高成本等缺点.考虑到这些缺点，隔离变换器不太适用于光伏发电系统或燃料电池的应用.另一种方法是使用非隔离拓扑结构以实现高电压增益.非隔离拓扑通常具有结构简单、重量轻、制造成本低等优点，是一种适合于高电压增益应用的解决方案.在非隔离变换器中，Buck-Boost变换器结合了Buck和Boost变换器的功能^[4-5]. ...

A review on the utilization of energy storage system for the flexible and safe operation of renewable energy microgrids

2020

Design and implementation of a new high step-up DC-DC converter for renewable applications

2019

Analysis,modeling,and implementation of a new transformerless semi-quadratic buck-boost DC/DC converter

2019

Step-up DC-DC converters:A comprehensive review of voltage boosting techniques,topologies,and applications

2017

具备高增益的非隔离三端口变换器

2019

A non-isolated three-port converter with high-voltage gain

2019

孤立直流微电网多DC/DC变换器分布式协调控制策略

2020

... 传统的Buck-Boost变换器是最简单的升降压变换器.除此之外，还有Cuk、Zeta、Sepic等变换器.在这些变换器中，Cuk变换器因其输入输出电流连续以及负的输出电压等特性，尤其是具有负的输出电压，使其能够直接用于需要负电压源的应用场合，如音频放大器、信号发生器和数据传输接口等^[6-7]. ...

Distributed coordinated control scheme of parallel DC-DC converters in isolated DC microgrids

2020

A novel buck-boost converter with low electric stress on components

2018

A new circuit design of two-switch buck-boost converter

2018

... 文献[8]提出了一种新的升降压变换器结构，虽然减少了导电元件，但是有两个功率开关，这增加了功率损耗，与传统的升降压变换器相比，电压增益没有改善.文献[9]提出了一种基于Sepic变换器的无变压器升降压变换器，该变换器中使用了一个主功率开关，但存储元件数量较多.文献[10]介绍了一种基于Zeta的非隔离变换器，其结构简单成本低，但输入电流不连续.文献[11]提出了一种基于Cuk的升降压变换器，电压增益高，但连续导通模式(Continuous conduction mode，CCM)下的工作模式与所提变换器不同.文献[12]中提出的升降压变换器由单功率开关组成，但输入电流不连续，电压纹波较大.文献[13]提出了一种多电平Cuk变换器.该变换器的电压增益适用于光伏应用，但元件数量多，实现困难.文献[14]介绍了一种改进的Cuk变换器，有两个功率开关，因此功率损耗很高.文献[15]介绍了另一种改进的单功率开关Cuk变换器.该变换器电压增益高，但储能元件数量多，成本高. ...

基于Sepic的单开关高增益DC / DC变换器

2021

High step up DC/DC converter based on Sepic with a single switch

2021

A high efficiency nonisolated buck-boost converter based on ZETA converter

2019

... 与传统的Cuk、Zeta、Sepic以及Buck-Boost变换器相比，所提变换器的电压增益是它们的两倍.此外，在占空比低于0.67的情况下，本文所提变换器的电压增益高于文献[16]提出的二次变换器.应该注意的是，DC-DC变换器中更高的占空比会导致更高的损耗^[17].高电压增益DC-DC变换器的一般缺点是在低压侧输入电流大，特别是在大功率应用中.除此之外，高占空比DC-DC变换器的实际增益与其理想增益不同.由于等效串联电阻的存在，实际增益要低于理想增益.将所提变换器与其他类似变换器在器件数量以及电压增益方面进行对比，如表1所示.从表1可以看出，所提变换器的理想电压增益是传统DC-DC变换器的两倍.所提变换器、传统DC-DC变换器以及文献[10-11,16]所提变换器的理想电压增益曲线如图5所示.从图5可以明显看出，在占空比低于0.67的情况下，所提变换器的理想电压增益优于与之对比的其他变换器. ...

Design,analysis and implementation of a buck-boost DC/DC converter

2014

谐振开关电容 DC/DC 变换器拓扑研究综述

2021

Review of topological research on resonant switched capacitor DC/DC converter

2021

Non-isolated high gain switched inductor DC-DC multilevel Cuk converter for photovoltaic applications

2017

Two-switch high gain non-isolated Cuk converter

2020

一种高增益双向Cuk电路及其模糊控制

2021

... 理论分析表明，该变换器工作在CCM模式下.为了验证所提变换器的最佳性能，并避免高功率损耗和低寿命，电路设计中电感电流的最小值为

I_{L_{1}} = Δ i_{L_{1}} / 2

、

I_{L_{2}} = Δ i_{L_{2}} / 2

和

I_{L_{3}} = Δ i_{L_{3}} / 2

^[15]. ...

A novel high gain bidirectional DC-DC Cuk converter and its improved fuzzy control

2021

... 理论分析表明，该变换器工作在CCM模式下.为了验证所提变换器的最佳性能，并避免高功率损耗和低寿命，电路设计中电感电流的最小值为

I_{L_{1}} = Δ i_{L_{1}} / 2

、

I_{L_{2}} = Δ i_{L_{2}} / 2

和

I_{L_{3}} = Δ i_{L_{3}} / 2

^[15]. ...

A single switch quadratic buck-boost converter with continuous input port current and continuous output port current

2017

... ,16]所提变换器的理想电压增益曲线如图5所示.从图5可以明显看出，在占空比低于0.67的情况下，所提变换器的理想电压增益优于与之对比的其他变换器. ...

Novel high step-up DC-DC converter with increased voltage gain per devices and continuous input current suitable for DC microgrid applications

2020

... 为进一步验证理论分析的正确性，制作了试验样机.样机中采用的功率开关S为MOSFET (IRFP260N)，二极管为DSEP8-06As.功率开关S由TLP350型IC驱动^[17].其他电路参数如表2所示.由于集成电路TLP350和TLP250的功能相似，因此详细的驱动电路可参考文献[18].试验中使用2231-30-3型KEITHLEY电源作为输入源，THDP0200型差动探头和TPP0250型探头用于测量电压信息，采用TCP0030A型电流探头测量电流信息^[19-20].所有试验波形均由Tektronix MDO3024型示波器记录. ...

A new transformerless buck-boost converter with positive output voltage

2016

一种基于开关电容倍压单元的新型浮地并联高增益变换器

2021

A novel floating parallel high-gain converter based on switched capacitor voltage doubler

2021

单开关新型非隔离高变换比DC-DC变换器

2019

New single switch non-isolated high transform ratio DC-DC converter

2019

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