世界一次能源结构在缓慢发生变化,根据IEA预测,截止2030年世界一次能源消耗结构中,煤炭、石油、天然气、水能、核能、生物质及废弃物以及其他可再生能源分别占总消费结构的28.8%、30%、21.6%、2.4%、5.3%、9.8%和2.1%^[1]。在IEA预测的2030年主要国家的用电需求中,我国的用电需求量稳居第一,而一次能源消费结构变化中可再生能源占比也由2006年的0.6%增加到2030年的2.1%。

目前可再生能源中光伏发电和燃料电池发电成为了主流。然而光伏和燃料电池的输出电压范围宽、电压低、输出电流纹波大,无法直接作为并网逆变的输入电压,一般来说燃料电池输出电压为36~60 V,并网逆变输入电压等级却在200~600 V,因此需要一种直流升压变换器来满足新能源发电需求^[2]。

传统Boost变换器理论上能够实现全占空比范围升压,但是电压增益低、开关器件电压应力大,不适用于新能源逆变并网发电系统,所以研究新型高增益直流升压变换器意义重大。

文献[3]在电容桥式倍压单元中加入耦合电感,得到了结构简单、增益较高的非隔离直流变换器,拓扑结构如图1所示,但是耦合电感漏感易导致较高的开关管电压尖峰,造成整机效率降低;文献[4]将传统Boost变换器输入电感用有源开关网络替代,得到了一种高增益DC-DC变换器,拓扑结构如图2所示,该变换器不仅结构简单,而且使用了较少的无源器件,使得变换器转换效率提高,但是电路增益效果仍不明显,开关器件电压应力高,增加了开关器件导通损耗,且不适用于高压输出场合;文献[5]在传统Boost变换器基础上利用电感电容并联充电、串联放电的特点,得到了一种单管双电感高增益直流变换器,拓扑结构如图3所示,该变换器将电压增益提高为传统Boost变换器的两倍,电路转换效率高,但是开关器件电压应力仍然为输出电压。

本文为了解决上述高增益变换器存在的缺点,在文献[5]所提变换器中加入自举升压单元,提出一种单开关非隔离新型高变换比DC-DC变换器。该变换器具有高增益、低开关应力、高效率的特点,特别适用于新能源发电系统。详细分析了本文所提变换器的工作原理和稳态特性,最后通过仿真实验验证了理论分析的正确性。

单管双电感高增益DC-DC变换器拓扑结构见图3,变换器工作过程可描述为：开关管S₁开通时,电感L₁、L₂和电容C₁并联充电;开关管关断时,电感L₁、L₂和电容C₁串联放电,提高了电路增益,此时增益M的表达式为

式中,V_o为输出电压;V_in为输入电压;D为开关占空比。

虽然文献[5]所提电路较传统Boost变换器而言电路增益有所提高,但增益倍数仍然不高,电路使用范围仍然受限,且开关器件的电压应力没有得到改善。为了改善文献[5]所提电路存在的缺点,本文在图3拓扑基础上引入自举升压单元,不仅提高了电路增益,还有效降低开关器件电压应力。拓扑结构如图4所示。

为了简述电路工作过程,假设电路工作于电感电流连续模式,且开关器件导通压降均为零,电容可以看作恒压源。开关周期设为T_s,占空比为D,不考虑开关管寄生参数时电路主要有两种工作模态。

(1) 模态1[t₁~t₂]。此模态下开关S导通,VD₂、VD₃和VD₅二极管正向导通,VD₁、VD₄和VD₆二极管截止,L₁与输入源V_in并联,L₁电流i_L1线性上升。C₁与V_in串联,共同为C₃和L₂充电,C₃两端电压线性上升,L₂电流线性上升。C₄由C₁、C₂和V_in三者串联充电,同时C₅给负载R供电。模态1工作电路如图5所示。

i_L1和i_L2可用数学方程表示为

式中,I_L1(t₁)为L₁在t₁时刻的电流;I_L2为L₂在t₂时刻的电流;V_C1为电容C₁的稳态电压。

(2) 模态2[t₂~t₃]。此模态下开关S关断,各开关器件开关状态发生翻转,L₁、L₂电感电压极性翻转,V_in、L₁、L₂、C₂和C₄电压串联,与输出电压V_o相等,由于开关管与输出电压之间有电容C₄,所以开关电压应力有所降低。S关断期间,L₁给C₁充电、L₂给C₂充电,以补充C₁和C₂在模态1阶段释放的能量。此阶段模态图如图6所示。

i_L1和i_L2可用数学方程表示为

根据上述两种工作模态可得出电路的主要工作波形,如图7所示。

根据模态1和模态2,可列出稳态方程,即

模态1

模态2

联立式(6)、(7)以及图7中电感电流一周期内伏秒积平衡,可解得电路的稳态增益M为

图8为本文所提高电压变换比直流变换器与文献[5,6,7]以及传统Boost变换器的增益比较曲线。

从图8可以看出,本文所提变换器增益较高,使得变换器不必在极限占空比时实现高增益。

当开关管关断时,开关器件所承受的电压应力为

式中,V_DS为开关管漏源电压;V_VD1~V_VD6为二极管VD₁~VD₆的反向电压。

从式(9)可以看出,变换器的电压应力相比于传统Boost变换器和文献[5]所提变换器开关电压应力而言有所降低。

电感电流纹波与电感两端电压、开关占空比以及开关频率有关,根据式(6)可写出电感电流的纹波方程,即

式中,Δi_L1为电感L₁的电流纹波;Δi_L2为电感L₂的电流纹波;f为开关频率。

为了验证理论分析的正确性,本文在Saber仿真环境中搭建了200 W仿真模型。Saber仿真平台可以选取具体开关器件型号进行物理层面的仿真,仿真参数及型号见下表。

图9为Saber仿真环境中搭建的仿真模型,模型中R₁=13 Ω,R₂=20 kΩ;图10为驱动信号电压V_GS、

输入电压V_in和输出电压V_o的波形,可以看出,当输入V_in=36 V,输出电压V_o=438.1 V,此时占空比D=0.4,与式(8)理论计算值440 V相符。

图11为输出电压与开关管电压应力波形,可以看出,此时的输出电压应力V_DS=220.56 V,电压应力较传统Boost变换器和文献[5]所提变换器低210 V,图中仿真波形与图7波形分析一致。

图12、图13为二极管VD₁~VD₆的电压应力波形,图中V_VD1=59.154 V,V_VD2=58.961 V,V_VD3=146.92 V,V_VD4=217.83 V,V_VD5=218.01 V,V_VD6=218.07V,与式(9)中的等式和理论计算值均相符,说明理论推导正确。

图14为驱动电压V_GS与电感L₁、L₂的电流波形,其中Δi_L1=5.970 1 V,Δi_L2=2.537 6 V,与式(10)中的理论计算值5.8 V和2.4 V相符,若要减小电感电流纹波,可通过增大电感量和提高开关频率实现。从图14可以看出,当开关管开通时电感电流线性上升,当开关管关断时,电感电流线性下降。

为了解决传统Boost变换器低增益、高电压应力的问题,本文以文献[5]电路模型为基础,加入自举升压电容,提出了一种新型高升压比DC-DC变换器拓扑,研究了变换器的稳态特性,推导出变换器中的电感电流纹波,并通过Saber进行了仿真验证,得到如下结论。

(1) 电路结构简单,有利于提高电路效率。

(2) 变换器具有高增益、低开关电压应力、电流连续的特点,有利于延长燃料电池的使用寿命。