能源短缺是全世界亟待解决的问题。随着光伏、风力发电以及燃料电池等新能源的出现,可再生能源的并网发电系统需要更高电压传输比的直流功率变换器^[1]。由于非离线式功率拓扑具有体积小的优点,受到了科研工作者的广泛青睐。可实现升压的非隔离式电路主要有Boost、Buck-Boost以及其余各种衍生电路。但Buck-Boost电路只有当稳态占空比D>0.5时才能实现升压功能,且输出电压极性反相,因此能在0<D<1范围内实现升压的Boost电路是并网系统中提高输出电压的首选。

传统的Boost电路的电压增益为1/(1 - D),当D无限趋近于1时,电路输出电压能达到无穷大,但实际上由于电容、电感等元器件的耐压和耐流能力有限,无法通过极大占空比来提高电路增益。目前已有文献提出了提高Boost电路增益的一些方法。其中,文献[1]利用电感和电容并联充电、串联放电的特性提出了一种单管双电感高增益Boost变换器,该变换器结构简单,易于控制,与本文所提电路相比,文献[1]所提电路所用元件少,可适当减小变换器体积、质量以及节约成本,但是增益提高范围较窄,只比传统Boost变换器提高了两倍;文献[2]提出了一种带开关电容网络的交错并联式高增益Boost变换器,该新型拓扑结构能降低输入电流纹波,且能提高电路增益,但较传统Boost变换器增益而言,只提高了2(1 + D)倍,且并联结构引入的开关管,增加了开关损耗,不利于提高效率;文献[3]结合电压自举技术和二次型变换器宽输入电压范围的特点,提出了一种新型的高增益变换器,但自举升压单元提高增益的能力有限;文献[4]结合开关电感、开关电容以及自举电压技术,提出了一种高增益、高效率的Boost变换器,该变换器确实提高了电路增益,但输入电流纹波依然较大;文献[5]引入耦合电感倍压单元和零输入电流纹波单元,以提高变换增益和降低输入电流纹波,但该新型拓扑结构工作复杂,参数设计较为繁琐,不易控制。

本文结合开关电容单元和耦合电感倍压单元,提出一种新型的高效率、高增益、低输入电流纹波的Boost变换器。

传统的Boost电路结构如图1所示,当电路工作于电感电流连续模式（Current Continues Mode,CCM）时,电路的增益为

（1）

式中,M为电路增益;V₀、V_in分别为输出电压和输入电压;D为电路稳态增益。

传统的Boost变换器升压能力有限。为了在相同占空比情况下实现更高的输出电压,本文提出了一种新型的高增益Boost电路,该电路结构如图2所示。新型Boost电路在传统的Boost电路基础上,引入了开关电容和耦合电感倍压单元,以此来提高电路增益,降低开关管应力和减小输入电流纹波,提高效率。电路由耦合电感L₁、L₂,二极管VD₁~VD₄,电容C₁~C₅,输入电压源V_in,开关管Q,以及负载电阻R构成。

为了简化分析,在原理分析前先作如下假设：①电路工作在CCM模式;②电路元件均为理想元件;③开关频率远远大于特征频率;④电路负载为纯阻性负载;⑤耦合电感L₁、L₂的耦合系数为1。

当电路工作于稳态时,根据开关管在一个开关周期T里的开关状态,电路共有两种工作模态。

（1）模态1（t₀≤t≤t₀ + dT）。开关管Q导通,二极管VD₁、VD₃因反偏而截止,VD₂和VD₄正向导通。由图3可知（图中实线表示开通;虚线表示关断）,输入电压V_in给L₁充电,电感电流线性上升。由于耦合电感的作用,L₂通过VD₂给C₂充电,一方面C₄通过VD₄给C₅充电,另一方面C₄和C₃给负载供电。

此时,根据环路电压定理,可得各器件的电压以及输入电感电流的关系式为

（2）

（3）

（4）

（5）

（6）

式中,d为任意周期开关占空比;i_L1(t)为t时刻流过电感L₁的电流,其余相似各项以此类推;N为电感L₁与电感L₂的匝数比。

（2）模态2（t₀ + dT≤t≤t₀ + T）。开关管Q关断,VD₂、VD₄因反偏而截止,VD₁、VD₃正向导通,此时电感L₁电压极性反相,电流线性下降。由图4可知,L₂给C₁充满电,C₃、C₄给负载供电,此时电路各器件电压与电感L₁的电流关系为

（7）

（8）

（9）

电路工作在CCM时,电路的主要波形如图5所示。

当电路工作于稳态时,电感看作是短路,电容看作断路。根据式（2）~式（9）,结合伏秒积平衡原理,可得

（10）

式中,N为绕制在同一磁心上的耦合电感L₁与耦合电感L₂的匝数比。

所以电路的增益M为

（11）

从式（11）可以看出,电路的增益比传统的Boost变换器增益至少提高了两倍。

电路的电压应力对原理图参数设计与器件选型至关重要。尤其是这种DC/DC开关电路,电路损耗绝大部分来自于功率开关管的开关损耗与导通损耗,这种损耗影响在高频电路尤为突出。所以开关管Q所承受的电压应力为

（12）

式中,V_Q为开关管Q两端的电压大小。

各二极管所承受的电压应力分别为

（13）

现有文献提出的几种提高增益的方法对比见表1。

根据表1,当D≤(2 - N)/(2 + 3N)时,本文所提出的提高电路增益的方法在相同占空比情况下,增益提高效果比开关电感、开关电容与自举升压相结合的方法要明显。

电路采用峰值电流型PWM控制方法,控制器选择经典的PI控制,其控制框图如图6所示。双环控制方式中,电流内环可提高响应速度,电压外环保障系统稳态精度。PI控制器的传递函数为

（14）

式中,K为比例系数;τ为延时时间;s为复频域变量。

为了使系统稳定可靠,取电压环的比例系数K = 0.01,τ = 5ms;取电流环的K = 10,τ = 10ms。

图6中,G_c为高增益Boost电路的电压补偿器传递函数（即PI控制器传递函数）;H_v为电压采样函数;H_c为电流采样函数;F_g、F_m、F_v为与稳态占空比、开关周期以及斜坡补偿等相关的扰动量系数;G_vg、G_vd、G_ig、G_id分别为输出-输入、输出-控制、电感电流-输入、电感电流-控制的传递函数;Δv_in为输入电压的扰动量,其余扰动量以此类推。

PSIM是趋向于电力电子领域以及电机控制领域的仿真应用包软件,其全称是Power Simulation,主要由SIMCAD和SIMVIEM两个软件来组成,具有仿真速度快、界面友好以及可进行波形解析等优点。本文中实验采用PSIM仿真环境,在实验验证前先给出高增益Boost电路的实验参数,见表2。

开关稳态占空比为0.5,采样时间设置为0.6s,采样步长设置为1μs。图7为本文提出的新型高增益Boost电路的仿真实验波形。

图7a为输入与输出电压波形,可见当输入电压为12V时,输出在稳态时为80V;图7b为输出电压与开关管Q的电压应力波形,可见开关管电压应力为输出电压的1/2,降低了开关管的电压应力,在实际应用中可选较低耐压的开关管,减小开关损耗与导通损耗;图7c为电容C₅与二极管VD₁的电压应力波形,电容C₅两端电压为输出电压的1/2,这与式（12）相符,提高了电路的可靠性;图7d为设置系统运行于0.3s时,输出电压突然增大10V的负载动态响应,图中响应速度大约为15ms,稳态电压为80.04V,稳态性能良好,说明控制策略有效;图7e为输入电流纹波,图中纹波较小,说明该电路能有效抑制输入电流纹波。

上述实验结果验证了理论分析的正确性。

本文提出的新型高增益Boost变换器在额定输出功率状态下的仿真效率为82.16%,随着负载从空载到满载的变化,可得出该新型高增益变换器的效率变化趋势,如图8所示。

由图8效率曲线可知,系统效率随输出功率先增大后减小,额定负载时的效率最高,为82.16%,仿真时效率不高是因为仿真模型中的开关管完全关断的时间较长,大约为0.3(1 - D)T（见图7b）,从而导致系统关断损耗较大,使得系统总体效率下降。在实际的电路应用中,开关管的开通与关断时间较短,系统效率会比仿真效率高。

本文提出的应用于可再生能源并网发电系统的直流传输高增益Boost变换器,结合了电感耦合倍压单元和开关电容升压单元,使得该变换器具有电感电流连续、电压增益高等优点,在相同占空比状态下,输出直流稳态电压具有更高的电压值,同时还降低了开关管和二极管电压应力。电路可选择具有更小导通电阻的功率开关管来降低开关损耗和导通损耗^[6]。本文介绍了工作原理,推导了变换器稳态特性,在闭环控制策略下,系统具有良好的动态性能和稳定性。效率曲线分析表明,合理设计电路,可使电路工作于最佳效率点。实验仿真结果证明该变换器是可行的。