在许多的电子系统中,例如可编程逻辑控制器、数据采集设备、医疗设备,都需要为电路提供低功率隔离辅助电源以实现电气隔离,保证设备的电气性能且保障操作人员的安全。

一般情况下,设计人员会选择反激拓扑来设计低功率隔离的辅助电源^[1],但设计该辅助电源需要计算环路补偿参数,使用光电耦合器实现隔离输出的闭环反馈以及增加缓冲电路保证开关管不被振荡尖峰电压击穿^[2],并且由于二次侧输出续流时的电压折射和振荡尖峰电压^[3],选择的开关管需要有更高的电压裕量。考虑到功率等级、成本、电路复杂度和空间等因素,设计反激拓扑的隔离电源便显得复杂。相对于反激拓扑,该拓扑不需要额外的环路反馈,只需要较少的元件便可以得到隔离的电源输出,占用更小的空间,电路复杂度和成本更低,因此采用Fly-Buck拓扑便会简化隔离辅助电源的设计过程。文献[4]研究了Fly-Buck拓扑在IGBT栅极驱动器电源上的应用,文献[5]分析了Fly-Buck拓扑的工作原理,并推导得出使用该拓扑设计隔离辅助电源的一般步骤,文献[6]在理想条件下分析研究了Fly-Buck拓扑的工作原理并搭建了实验电路。

本文对Fly-Buck拓扑的工作原理进行了分析和研究,完成了电路仿真,基于Fly-Buck拓扑电路为数码发电机的半控桥稳压电路设计搭建了辅助电源样机,并完成了实验测试,实验结果表明,电源样机的二次侧输出具有良好的稳压性能,能够满足半控桥稳压电路对电源的要求。特别分析研究了当辅助电源样机的一次侧输出轻载或空载时,该拓扑的工作模式对二次侧输出的影响。研究表明,当一次侧轻载或空载时,该拓扑工作在强迫连续模式下仍能保证二次侧输出稳定并跟随一次侧输出。

Fly-Buck拓扑从常规的同步整流降压拓扑演变而来,只需将常规的同步整流降压拓扑中的电感器替换为带有二次绕组的耦合电感器L₁,增加整流二极管VD₁和滤波电容器C₃便可得到Fly-Buck拓扑,V_SEC是隔离的辅助电源输出,如图1所示。Fly-Buck拓扑的工作原理与常规的同步整流Buck拓扑近似,下面将从工作原理和电路仿真两个方面对该拓扑进行分析研究。

首先,开关管VT₁和VT₂由带有死区的互补PWM脉冲驱动,假设其占空比为D,周期为T;其次,当电路处于稳态时,认为一次侧输出电压V_PRI和二次侧输出电压V_SEC均为恒定值。图2为耦合电感器L₁的一、二次绕组的电流波形,其中,i_LP为一次绕组电流,i_LS为二次绕组电流,v_HDRV为开关管VT₁栅极PWM脉冲驱动电压。

工作原理如下：

（1）在0~DT时间段内,开关管VT₁导通而开关管VT₂关断,耦合电感器L₁一次绕组的同名端电位高于其异名端,耦合电感器L₁储存能量,此时整流二极管VD₁反向偏置,二次侧回路等效断路,该拓扑的等效电路如图3所示,因此可将耦合电感器L₁看作只有一个绕组的电感器,一次绕组电流i_LP线性增加,其关系为

式中,L_LP为耦合电感器L₁一次绕组的电感值;V_IN为直流电源输入电压。此时整流二极管VD₁承受的反向电压V_R为

式中,N_P为耦合电感器L₁一次绕组的匝数;N_S为耦合电感器L₁二次绕组的匝数。

（2）在DT~T时间段内,开关管VT₁关断而开关管VT₂导通,耦合电感器L₁一次绕组的异名端电位高于其同名端,一次绕组两端的电压差为V_PRI,此时整流二极管VD₁正向导通,图4为在该时间段内Fly-Buck拓扑的等效电路,二次侧回路的等效电路如图5所示。其中,L_LK为耦合电感器L₁的漏电感折算到二次侧的电感值,V_F为整流二极管VD₁的正向导通压降,I_S为二次侧输出电流。认为V_PRI、V_SEC和V_F均为恒定值,忽略线路的等效电阻,近似线性化可得

由式（2）可知,二次绕组电流i_LS线性增加,则二次侧输出电流I_S与二次绕组电流i_LS之间的关系为

式中,i_LSmax为T时刻的二次绕组电流i_LS的最大值。因此,可得二次绕组电流i_LS与时间的关系为

当电路处于稳态时,耦合电感器L₁在一个开关周期内储存的能量与释放的能量相等,由伏秒平衡原则可得

在对应的时间区间内积分,可得

化简可得输入电压V_IN与一次侧输出电压V_PRI之间的关系为

同时,在DT~T时间段内,耦合电感器L₁一次绕组电流i_LP的关系为

当耦合电感器L₁的漏电感L_LK较小或二次侧输出电流I_SEC较小时,式（2）左侧的乘积项近似为零,整理可得一次侧输出电压V_PRI与二次侧输出电压V_SEC的关系为

将式（5）代入式（1）中,整理得到整流二极管VD₁承受的反向电压V_R为

由以上分析可知,二次侧的输出电压V_SEC不需要额外的反馈环路便可以得到稳定的输出,并且当耦合电感器L₁的漏电感L_LK较小或二次侧输出电流I_SEC较小时,该输出能够紧密跟随一次侧的输出电压V_PRI;反激拓扑中的开关管关断时所承受的电压为V_IN + V_SECN_P/N_S,而Fly-Buck拓扑中的开关管VT₁和VT₂关断时所承受的电压为V_IN<V_IN +V_SECN_P/N_S,因而可以选择更低电压规格的开关管,并且还不需要为开关管设计缓冲电路。因此,该拓扑相比于反激拓扑只需要较少的元件便可以得到隔离的输出,具有低成本、占用空间小和电路结构简单的优点。为了获得多组的隔离输出,只需要在耦合电感器L₁增加对应的绕组和整流滤波电路,以上的理论分析依然成立。

Fly-Buck拓扑中的开关管VT₁和VT₂由带有死区的互补PWM脉冲驱动,当一次侧输出空载或者负载较轻而二次侧有负载时,由式（4）可知,在DT~T时间段内耦合电感器L₁的一次绕组电流i_LP将减少到零并反向增加,如图2所示。此时,Fly-Buck拓扑工作在强迫连续模式^[7]下,耦合电感器L₁在0~DT时间段内储存的能量已全部释放,由一次侧输出向二次侧输出提供能量。

显然,当一次侧空载或者轻载时,Fly-Buck拓扑工作在强迫连续模式才能保证二次侧输出电压稳定并跟随一次侧输出的电压,式（5）才会成立;否则,变换器将工作在电流断续状态,一次侧输出无法向二次侧输出提供能量,二次侧输出电压会出现较大的跌落。

因此,在实际应用Fly-Buck拓扑设计低功率隔离的辅助电源时,必须选择能够工作在强迫连续模式下的同步整流控制器,可以保证当耦合电感器L₁的一次绕组电流i_LP减小到零时开关管VT₂仍然保持导通,一次绕组电流i_LP能通过开关管VT₂的导通沟道反向流动并增加,此时由一次侧输出向二次侧输出提供能量。

根据上节的理论分析,设计搭建了Fly-Buck的拓扑的仿真电路,仿真电路如图6所示。电路的仿真结果证明了上节理论分析的正确性,验证了拓扑的可行性和实用性,还得到了当仿真电路处于稳态时,Fly-Buck拓扑工作在连续模式和强迫连续模式下的耦合电感器绕组的电流波形。

仿真电路的主要参数为：电源输入电压V_IN = 24V,一次侧输出电压V_PRI = 5V,PWM驱动脉冲周期T = 3.4μs,整流二极管VD₁的正向导通压降V_F = 0.5V;耦合电感器L₁一次绕组的电感值L_LP = 25uH,耦合电感器L₁的漏电感二次侧折算值L_LK = 3.6uH;二次侧的输出电压设计为5V,二次侧的负载为恒流型负载,其恒流值为200mA;考虑到整流二极管的正向导通压降,耦合电感器L₁的匝数比N_P/N_S设计为5/6。

图7和图8分别为仿真电路处于稳态时Fly-Buck变换器工作在连续模式和强迫连续模式下耦合电感器L₁的一、二次绕组的电流波形图。其中,当Fly-Buck变换器工作在连续模式时,一次侧输出电流I_P = 1A,二次侧输出电流I_S = 200mA,二次侧输出电压V_SEC = 5.11V;当Fly-Buck变换器工作在强迫连续模式时,一次侧输出电流I_P = 0,二次侧输出电流I_S =200mA,二次侧输出电压V_SEC = 5.09V。

电路仿真的波形和结果很好地验证了上文对Fly-Buck拓扑工作原理的理论分析;二次侧的输出几乎没有受到一次侧输出的影响,并且当一次侧输出空载时,由于Fly-Buck变换器工作在强迫连续模式,二次侧输出仍可跟随一次侧输出并保持稳定。

根据上文的理论分析和电路仿真,基于Fly-Buck拓扑电路为数码发电机的半控桥稳压电路设计搭建了辅助电源样机,并测量了电源样机工作在连续模式和强迫连续模式的电流波形,还得到了在两种工作模式下的二次侧输出电压V_SEC与二次侧输出电流I_S之间关系的多组数据,数据表明,二次侧输出电流I_S在0~500mA的范围内,二次侧输出的负载调整率小于±5%,稳压性能良好,能够满足半控桥稳压电路对辅助电源的要求。

数码发电机主要由汽油机、中频发电机和逆变器组成,逆变器将发电机输出的三相交流电经过AC-DC-AC环节得到所需要的交流输出^[8,9],逆变器中的AC-DC环节如图9所示,其中,U、V、W为发电机的三相交流高压输出;A、B为发电机的单相低压输出。半控桥稳压电路通过采样直流母线电压与基准电压滞环比较后输出单相晶闸管VT₁、VT₂、VT₃的触发脉冲,使直流母线电压V_BUS稳定在400V左右。因此,半控桥稳压电路的参考地GND₁与辅助电源电路的参考地GND₀之间存在400V的电压差,需要辅助电源电路为半控桥稳压电路提供隔离的电源输出V_SEC。

现有的方案是使用成品的隔离电源模块获得隔离的电源输出V_SEC^[10],优点是可以简化辅助电源的设计过程,电路结构简单,但是逆变器的总体成本较高。为了降低成本,基于Fly-Buck拓扑电路设计了半控桥稳压电路的辅助电源样机,图10为电源样机的实物图。

辅助电源相关设计参数要求如下：直流电输入压V_IN在10~24V之间变化;二次侧输出电压V_SEC为5V,半控桥稳压电路所消耗的电流I_S范围为25~170mA;一次侧输出电压V_PRI为5V,该输出的负载电流I_P变化范围为500~1 300mA。设计的电源样机电路的主要参数见表1。

图11和图12分别为辅助电源样机工作在连续模式和强迫连续模式下耦合电感器L₁的一、二次绕组的电流波形图。在两种工作模式下,辅助电源样机的输入电压V_IN = 24V;当样机工作在连续模式时,一次侧输出电流I_P = 1.70A,一次侧输出电压V_PRI = 5V,二次侧输出电流I_S = 0.50A,二次侧输出电压V_SEC = 4.82V;当样机工作在强迫连续模式时,一次侧输出电流I_P = 0,一次侧输出电压V_PRI = 5V,二次侧输出电流I_S = 0.50A,二次侧输出电压V_SEC = 4.76V。从电流波形和电压数据可以看出,无论电源样机工作在连续模式还是强迫连续模式下,二次绕组电流i_LS的波形几乎没有发生变化,二次侧输出电压V_SEC没有受到一次侧负载电流I_P的影响,仍能保持稳定。

然而在电源样机电路中,由于输出滤波电容器C₂、C₃的串联等效电阻、线路的阻抗和耦合电感器L₁绕组的电阻均不可忽略以及输出滤波电容器C₂、C₃的电压并非为恒定值,因此在DT~T时间段内,耦合电感器L₁的绕组电流i_LP和i_LS并未完全按照如式（2）的线性规律变化,但式（5）以及式（4）中i_LP与i_LS的关系依然成立。

由式（2）可知,随着二次侧输出电流I_S的增加,由于漏电感L_LK的存在,按式（5）计算得到的二次侧输出电压V_SEC会略有下降。因此,通过实验测得了电源样机工作在两种模式下二次侧输出电压与电流之间的多组数据。

表2为电源样机工作在两种模式下二次侧输出电压V_SEC与二次侧输出电流I_S的对应关系。其中,当电源样机工作在连续模式时,一次侧输出电流I_P = 1.70A,一次侧输出电压V_PRI = 5V;当电源样机工作在强迫连续模式时,一次侧输出空载,一次侧输出电压V_PRI = 5V。

从表2中的数据可以看出,当一次侧输出空载时,电源样机工作强迫连续模式,二次侧输出电压V_SEC仍保持稳定,几乎没有受到一次侧输出电流I_P的影响;随着二次侧输出电流I_S的增加,由于漏电感L_LK的存在,式（2）左侧的乘积项不能被忽略,二次侧输出电压略有下降,但仍保证了二次侧输出电流I_S在0~500mA的范围内,二次侧输出的负载调整率小于±5%,仍有良好的稳压性能。

因此,设计的辅助电源样机能够满足半控桥稳压电路对于辅助电源的电压和电流要求,电源样机在降低逆变器成本的同时并未增加电路的复杂程度,只要将原辅助电源方案中同步降压拓扑的电感器更换为带辅助绕组的耦合电感器,并增加对应的整流滤波电路便可得到隔离的电源输出,具有电路结构简单、占用空间小和低成本的优点。在实际应用中,为了使二次侧输出的负载调整率更小,应尽量保持漏电感L_LK在较小的数值。

本文分析研究了Fly-Buck拓扑的工作原理,并通过电路仿真验证了理论分析的正确性,并基于Fly-Buck拓扑电路为数码发电机的半控桥稳压电路设计了辅助电源样机。试验结果表明,设计的样机的二次侧输出在一定的负载电流范围内有良好的稳压性能,能够满足半控稳压电路的对辅助电源的要求。特别分析研究了当一次侧输出空载或轻载时该拓扑的工作模式对二次侧稳压的影响,研究表明：Fly-Buck拓扑通过工作在强迫连续模式仍可保证二次侧输出稳定,几乎没有受到一次侧负载的影响。

在理论分析的基础上,仿真和实验结果表明：不需要针对二次侧输出增加额外的反馈回路,Fly-Buck拓扑便可得到稳定二次侧输出;当该拓扑的一次侧输出空载或轻载时,Fly-Buck拓扑工作在强迫换流模式下仍可保证二次侧输出稳定。因此,Fly-Buck拓扑可以简化低功率隔离辅助电源的设计过程,具有低成本、占用空间小和电路结构简单的优点。