电气工程学报, 2016, 11(5): 11-20 doi: 10.11985/2016.05.002

理论研究

基于输入电流的牵引变流器开关管开路故障诊断方法

陈怡恬1, 陈特放1, 成庶1, 陈高华2, 王晗3

1.中南大学电气工程系 长沙 410075

2.中车株洲电力机车研究所有限公司 株洲 412001

3.中国中车中央研究院 北京 100089

Input Current-Based Diagnosis Scheme for Power Transistor Open-Circuit Faultin Traction Converter

Chen Yitian1, Chen Tefang1, Cheng Shu1, Chen Gaohua2, Wang Han3

1.Central South University Changsha 410075 China

2.CRRC ZhuZhou Institute Co.,Ltd ZhuZhou 412001 China

3.CRRC Central Research Institute Co., Ltd Beijing 100089 China

收稿日期: 2015-12-11   网络出版日期: 2016-05-25

基金资助: 国家自然科学基金项目.  61273158

Received: 2015-12-11   Online: 2016-05-25

作者简介 About authors

陈怡恬 女 1991年生,硕士,研究方向为电力电子与电力传动。

陈特放 男 1957年生,教授,博士生导师,研究方向为电力机车故障诊断、电力电子。

摘要

本文提出一种针对交直传动牵引变流器的故障诊断和定位的新方案。该方案将正常和故障条件下系统输入电流进行比较,通过其中的差异获得故障状态,并根据故障诊断表对故障管进行定位。诊断变量为电流差误差的极性,省去了繁复精确的计算过程并有效地避免了负载变化对电流的影响。故障检测装置简单,可直接加在现有的变流系统中而不增加系统复杂性。另通过一些简单的电路将诊断信号数字化,从而显著提高了牵引变流器的检修便捷性。该方法诊断时间短,从故障发生到诊断结果输出只需要两个基本周期。利用Matlab/Simulink软件平台建立仿真模型,通过实验验证了该故障诊断方法的有效性。

关键词： 变流器 ; 故障诊断 ; 故障定位

Abstract

In this paper, a novel method for fault diagnosis and location of traction converter for AC/DC drive is presented. This scheme compares the input current of the system under normal and fault condition. The fault state is obtained by the distinction and the fault location is identified by the fault diagnosis table. The diagnosis variable is the polarity of current error, eliminating the complicated calculations and avoiding the influence of load variation on the current. The fault detection device is simple, which can be directly included in the existing converter system without any increase of system complexity. The digital signal of fault diagnosis is achieved by using simple hardware, which significantly improves the ease of maintenance on the traction converter . The proposed method has a short diagnosis time, and it took only two fundamental periods to determine the diagnostic results. The simulation model is established in Matlab/Simulink software platform, and the effectiveness of the fault diagnosis method is verified by experiments.

Keywords： Converter ; fault diagnosis ; fault location

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本文引用格式

陈怡恬, 陈特放, 成庶, 陈高华, 王晗. 基于输入电流的牵引变流器开关管开路故障诊断方法. 电气工程学报[J], 2016, 11(5): 11-20 doi:10.11985/2016.05.002

Chen Yitian. Input Current-Based Diagnosis Scheme for Power Transistor Open-Circuit Faultin Traction Converter. Journal of Electrical Engineering[J], 2016, 11(5): 11-20 doi:10.11985/2016.05.002

1 引言

牵引变流器是电力机车和电动车组电能变换的关键设备。目前全世界仍有大量交直传动机车服役,仅中国就达数千辆,这些机车运行年限较长,牵引变流器出现几率较大,当牵引系统出现故障时,会引起轨道车辆性能或功能受损,甚至直接导致机破,使铁路运输中断,造成巨大的经济损失和社会危害,而原有的检测方法诊断功能单一,因此对其牵引变流器安全服役及保障技术的研究具有重大的意义。

现有的变流器故障诊断方法的研究主要可归类为以下两种：一种侧重于软件算法,通过对采样电流/电压进行复杂的运算获得故障特征,例如频谱分析、小波分析等;另一种着重于硬件实现,主要是通过添加一些电流/电压/热传感器和检测电路在变流器不同的位置上来获得故障检测的详细信息。

文献[1]基于傅里叶变换分析了故障前后相电流频谱的变化规律,提出了相对谱比系数的概念并将其作为故障特征量实现故障检测,并提出变导通角的容错控制策略,具有很好的鲁棒性和可靠性。文献[2]以输出电流为特征参数,运用小波分析、FFT变换和神经网络相结合的方法进行故障诊断。文献[3]提出基于小波分析和支持向量机（SVM）的故障诊断方法,SVM所需样本少,无需先验知识,相比神经网络具有更高的准确性和效率。

频谱分析的方法具有对故障条件敏感,在不同的运行条件下鲁棒性强的优点,但其耗时长并且很难实现在线诊断,因此文献[4]提出了两种用电流直接检测故障的方法,减少了电流传感器的使用,且检测用时短。由于直接检测法具有很好的故障识别和定位性能,已成为现今主流的故障诊断方法。使用电流作为检测变量的文献还有很多,如文献[5]在标准化平均电流的基础上增加了一个检测信号,防止负载瞬变引起的误报警,提高了检测稳定性。文献[6]仅依靠相电流进行诊断,不需要额外的传感器。

除了电流之外,电压也常被用作检测变量。文献[7]以开关信号和线电压为被测变量,提出一种检测单个和多个IGBT开路故障的方法,此方法只需要两个传感器,检测时间小于最大开关周期,且硬件电路可以直接使用在电力驱动系统中而不增加系统的复杂性。文献[8]根据故障和正常状态下桥臂上下管承受电压的不同,采用简单的硬件电路来实现,成本低且诊断时间短。文献[9]提出分时采集端电压估计线电压差进行诊断的方法,硬件电路简单,不受开闭环控制的影响。

电压信号的获取需要的电压传感器会在一定程度上不可避免地对系统造成影响,文献[10,11]中尝试了一些其他的方法。文献[10]通过增加一组简单的控制开关的方法来检测电网并网逆变器的开路故障,这种方法不需要增加传感器,且避免了复杂的计算,使用经济性高。文献[11]通过派克矢量的方法将三相电流整合到一个矢量中,以矢量相角的导数为检测变量进行故障诊断,这种方法有效地避免了负载变化产生的影响。

本文以交直传动中最为常见的三段不等分半控桥整流器作为研究对象,通过深入分析其正常与故障工作状态下的输入电流特性,提出一种新型的故障诊断及定位方法。利用两个输入电流差估计值与测量值之间的误差作为参考变量进行判断,并使用环形霍尔传感器来测量电流,将对系统的改动最小化。该方法具有对原系统影响小、成本低、不受负载影响且诊断快速等优点,诊断时间只需要两个基本周期。

2 系统描述

2.1 系统架构

图1所示为三段不等分半控桥整流系统拓扑图。图中VD1~VD4为二极管,VT1~VT6为晶闸管,a1b1x1和a2x2为牵引变压器牵引绕组,系统输入电压为ud,b1x1和a1b1上的电压分别为ud0和ud1,且ud0 = ud1 = 1/4ud,a2x2上的电压为ud2 = 1/2ud,输出电压为uo,输出电流为io,75R/76R是空载电阻,也可用于吸收过电压,11L和12L为牵引电机的平波电抗器。其中,i1、i2分别为从a2、a1流出的电流,i3为流入x1的电流,i4为流经VD3的电流。

图1

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图1   系统拓扑图

Fig.1   Topology of the proposed system


此整流电路为不等分三段桥顺序控制的相控无级调压方式。控制逻辑按先开大桥（a2 - x2）,再开小桥（a1 - b1）加小桥（b1 - x1）的顺序控制关系来实现。

2.2 系统工作状态分析

图2为系统正常工作时的波形。根据投入变压器绕组数量的不同,可以分为三个阶段。

图2

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图2   正常状态下的系统波形图

Fig.2   System wave forms under normal condition


第一阶段（t1~t5）：变流器与a2x2绕组相连的部分开始工作,控制VT5和VT6的移相角,从而实现变流器输出电压在0~1/2Uo之间连续可变（Uo为ud(t)在一个周期内的全波整流有效值）。

第二阶段（t6~t10）：输出电压增大到1/2Uo时（t6）,与a1b1绕组相连的部分开始工作,此阶段VT5和VT6维持满开放,通过控制VT1和VT2实现输出电压在1/2Uo~3/4Uo间变化。

第三阶段（t11~t15）：当系统负载增大到输出电压达到3/4Uo时（t11）,绕组b1x1投入,此阶段VT5、VT6、VT1和VT2维持满开放,控制VT3和VT4实现输出电压在3/4Uo~Uo间变化。

根据检测到的输入电压ud值定义一个周期内tk~tk+4五个时刻如下

由于输入电压为工频50Hz,τ的值为恒定值0.005s。按式（1）的约束条件将一个工作周期分为tk+~t-k+1、t+k+1~t-k+2、t+k+2~t-k+3、t+k+3~t-k+4四个时期。

如上所述,系统工作的三个阶段的每个工作周期均可分为四个时期。

第一阶段：

（1）T1时期（t1+~t2-）：在t1时刻,输入电压处于正弦波的正半周,导通VT6,电流流向为a2→VD3→ VD2 →VD1→VT6→x2。

（2）T2时期（t2+~t3-）：t2时刻输入电压自然过零,VT6承受反向电压自然关断,电流通过VD1~ VD4续流,电流流向为VD3→VD2→VD1→VD4。

（3）T3时期（t3+~t4-）：t3时刻需根据负载选定,此刻输入电压在负半周,VT5触发导通,电流流向为x2→VT5→VD2→VD1→VD4→a2。

（4）T4时期（t4+~t5-）：t4时刻,输入电压自然过零,VT5自然关断,电流通过VD1~VD4续流,电流流向与T1时期相同。

第二阶段：

（1）T1时期（t6+~t7-）：输入电压处于正半周,在t6时刻导通VT2,电流流向为a2→VD3→VT2→ b1→a1→VD1→VT6→x2。

（2）T2时期（t7+~t8-）：t7时刻输入电压自然过零,VT2承受反向电压自然关断,a1b1绕组不参与供电,系统仅由a2x2绕组供电,VD1和VD2续流,电流流向应为x2→VT5→VD2→VD1→VD4→a2。

（3）T3时期（t8+~t9-）：t8时刻VT1导通,a1b1和a2x2向系统供电,电流流向为a2→VT5→VD2→ a1→b1→VT3→VD4→a2。

（4）T4时期（t9+~t-10）：t9时刻输入电压自然过零,VT1承受反向电压自然关断,电流流向为a2→VD3→VD2→VD1→VT6→x2。

第三阶段：

（1）T1时期（t11+~t12-）：t11时刻投入绕组b1x1,若 ud(t)处于正半周,导通VT4,电流流向应为a2→ VD3→VT4→x1→a1→VD1→VT6→x2,如图3a所示。

图3

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图3   正常状态下第三阶段电流流向图

Fig.3   Current flow chart under normal condition


（2）T2时期（t12+~t13-）：t12时刻ud(t)过零,VT4自然关断,VT1、VD2、VT5和VD4参与变流,电流流向应为x2→VT5→VD2→a1→b1→VT1→VD4→ a2,如图3b所示。

（3）T3时期（t13+~t14-）：t13时刻导通VT3,电流从VT1自然换流至VT3,电流流向应为x2→VT5→ VD2→a1→x1→VT3→VD4→a2,如图3c所示。

（4）T4时期（t14+~t15-）：t14时刻VT3承受反压关断,VT2、VD1、VT6和VD3满开放,电流流向应为a2→ VD3→VT2→b1→a1→VD1→VT6→x2,如图3d所示。直至t15再次触发VT4,系统进入下一工作周期。

因开路故障多发生在负载较大时,所以本文主要研究系统已稳定工作于所有开关管全部投入使用的情况,即第三个阶段。

3 开路故障表现和状态分析

为了保证分析有效性,做如下假设：①所有器件都是理想的,且系统已工作在稳态。②牵引电机可以被视为电阻、电感和反电势组合的负载。

当变流器发生开路或短路故障时,由于设计有熔断器,短路故障在极短的时间内转变为开路故障。因此,本系统主要考虑单管开路故障。本节针对二极管和晶闸管开路时系统的工作状态分别进行分析,以VT4和VD2为例。

3.1 VT4开路故障

假设故障发生在T1时期,VT4突然开路,电流通过VD2续流,电流流向由图3a跳变为图4。

图4

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图4   VT4开路故障电流流向图

Fig.4   Current flow chart under VT4 open-circuit fault


T2、T3、T4时期电流流向图与正常状态相同,一个周期完成后,回到T1时期,由于VT4无法导通而VT1保持满开放,电流流向将保持T4时期如图3d运行,接下来系统进入图3d→图3b→图3c新稳态,其中图3d占据了整个工作周期的一半。无论故障发生点在任一时刻,最后的稳态一致。

3.2 VD2开路故障

假设故障发生在T3时期,电流通路被截断,系统开始振荡,感性负载上产生反电压,电流对系统的寄生电容充放电,放电瞬间完成,电流流向由图3c跳变为图5a。此后电流为0直至进入T4时期输入电压自然过零,T4、T1时期电流流向与正常状态相同,进入T2时期时,电压自然过零,但由于VD2开路导致VT4仍承受正压,无法关断,绕组b1x1反向接入电路,电流流向如图5b所示;一个周期完成,回到T3时期,VT3导通,电流流向如图5c所示。

图5

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图5   VD2开路故障电流流向图

Fig.5   Current flow chart under VD2 open-circuit fault


再次进入T4时期,输入电压反向,由于VD2开路使VT4始终承受正压未关断,导致VT2一直承受反向电压无法导通,因此VD1和VT4满开放,无法进行占空比调节,电流流向如图3a所示,并按图3a→图5b→图5c的顺序进入新稳态。图3a占据了整个工作周期的一半。

按以上的方法分别对其他管开路故障情况进行分析,并将其故障发生一个周期后的电流流向汇总成表1,其中“~”表示与正常状态电流流向相同。

表1   不同状态下的电流流向表

Tab.1  Current flow table under different conditions

故障管周期T1
正常a2→VD3→VT4→x1→a1→VD1→VT6→x2
VT1~
VT2~
VT3~
VT4a2→VD3→VT2→b1→a1→VD1→VT6→x2
VT5~
VT6VD3→VT4→x1→a1→VD1→VD4
VD3VT5→VT4→x1→a1→VD1→VT6
VD4~
VD1a2→VD3→VT4→VT3→VT6→x2
VD2~
故障管周期T2
正常x2→VT5→VD2→a1→b1→VT1→VD4→a2
VT1x2→VT5→VD2→VD1→VD4→a2
VT2~
VT3~
VT4~
VT5VD3→VD2→a1→b1→VT1→VD4
VT6~
VD3~
VD4VT5→VD2→a1→b1→VT1→VT6
VD1x2→VT5→VD2→a1→x1→VT3→VD4→a2
VD2x2→VT5→VT4→VT1→VD4→a2
故障管周期T3
正常x2→VT5→VD2→a1→x1→VT3→VD4→a2
VT1~
VT2~
VT3x2→VT5→VD2→a1→b1→VT1→VD4→a2
VT4~
VT5VD3→VD2→a1→x1→VT3→VD4
VT6~
VD3~
VD4VT5→VD2→a1→x1→VT3→VT6
VD1~
VD2x2→VT5→VT4→VT3→VD4→a2
故障管周期T4
正常a2→VD3→VT2→b1→a1→VD1→VT6→x2
VT1~
VT2a2→VD3→VD2→VD1→VT6→x2
VT3~
（续）
故障管周期T4
VT4~
VT5~
VT6VD3→VT2→b1→a1→VD1→VD4
VD3VT5→VT2→b1→a1→VD1→VT6
VD4~
VD1a2→VD3→VT2→VT3→VT6→x2
VD2a2→VD3→VT4→x1→a1→VD1→VT6→x2

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根据表1的数据可以看出,任意开关管开路故障都会使得输入电流某一段开路,可由此进行故障检测。

4 开路故障诊断和定位方法

4.1 开路故障诊断及定位方法设计

为保证故障诊断及定位方法的实用性,尽量在系统已有的信号中选取用于诊断和控制的信号,最小化系统的改动。开关管发生开路故障在输入电流上存在区别,为区分各个开关管的故障,选取变流器输入电流i1、i2作为诊断参考量。基于以上的故障分析,将正常和故障状态下的两个输入电流的极性统计成表2,其中“+”号表示电流为正,“-”表示电流为负,“0”表示电流为零。

表2   故障诊断表

Tab.2  Fault diagnosis table

故障管周期i1i2
电流T1T2T3T4T1T2T3T4
正常+--++--+
VT4+--++--+
VT3+--++--+
VT1+--++0-+
VT2+--++--0
VD2+--+++0+
VD1+--+0---
VT60--0+--+
VT5+00++--+
VD4+00++--+
VD30-0+--+

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分析系统的工作原理,结合上表所示数据可知,在正常状态下i1和i2的大小和方向都是相同的,而故障状态下会产生差异。为了更直观地表示故障特征,设计将i1减去i2,得到电流差

在忽略线路损耗和干扰的情况下,正常状态同一时刻i1与i2的大小相等方向相同,定义电流差误差阈值Ti,正常状态下δi的值应处于[-Ti,+Ti]范围内,通过实验数据将Ti的值设置为50A,定义电流差δ为

根据式（3）可以得到在不同的故障条件下的δ值及其编码表,见表3。

表3   δ值编码表

Tab.3  Encode table of δ

故障管周期δ编 码
变量T1T2T3T4
正常0000000000000000
VT40000000000000000
VT30000000000000000
VT10001000000010000
VT20000001000000010
VD20001010000010100
VD11000001010000010
VT60100000101000001
VT50010100000101000
VD40010100000101000
VD30100000101000001

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由表3可以看出,通过δ值能够检测出除了VT4和VT3之外的所有管的故障,其中VT5和VD4以及VT6和VD3故障特征相同,无法精确定位,下一节将对此提出改进设计方法。

4.2 针对VT4和VT3、VT5和VD4以及VT6和VD3的故障诊断改进方法

将表1中VT4和VT3的流向与正常情况下的进行比较,可以看出,在故障周期内投入运行的桥从a1 - x1变成了a1 - b1,故其故障状态可以用流入x1的电流即i3来表征。

同样通过表1可以发现,VT6和VD3故障时电流流向变化都表现在T1和T4时期,VT6故障时电流通过VD4和VD3续流,而VD3故障时电流流经VT6和VT5,VT5和VD4的故障表现与之类似。结合三段不等分半控桥整流系统拓扑图分析,其故障状态可以用流经VD3的电流即i4来进行精确定位。

通过上述分析可知,VT4和VT3故障表现在于电流i3的有无,VT5和VD4以及VT6和VD3的故障区别在于电流i4的有无,根据不同故障条件下的状态列出故障诊断补充表,见表4。其中,“+”号表示电流为正,“-”表示电流为负,“0”表示电流为零。

表4   故障诊断补充表

Tab.4  Fault diagnosis supplementary table

故障管周期i3i4
电流T1T2T3T4T1T2T3T4
正常+0-0+00+
VT400-0+00+
VT3+000+00+
VT1+0-0+00+
VT2+0-0+00+
VD2++00+00+
VD100-++00+
VT6+0-0+00+
VT5+0-0++++
VD4+0-0+00+
VD3+0-00000

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为了更清楚地表示故障特征,设计将i3减去i4,得到另一个电流差

通过δi′的变化来诊断开路故障。同样地,定义电流差码δ′为

根据表4和式（5）求出正常状态和各种不同故障状态下的δ′值,得到其编码见表5。

表5   δ′编码表

Tab.5  Encode table of δ′

故障管周期δ′编码
变量T1T2T3T4
正常0000010100000101
VT40100010101000101
VT30000000100000001
VT10000010100000101
VT20000010100000101
VD20010000100100001
VD10100010001000100
VT60000010100000101
VT50001010100010101
VD40000010100000101
VD31000010010000100

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由表5可以看出,通过δ′能够检测出VT4和VT3的故障,并能区分VT5和VD4以及VT6和VD3故障特征,得到精确定位。

4.3 系统轻载时的故障诊断与定位

当系统处于第一阶段时,由于a1x1绕组并未投入使用,检测电流i2与i3是无效的,故诊断变量δi = i1,δi′ = -i4,为方便起见,将变量设为δi 和-δi′,通过分析得到第二阶段的故障诊断编码见表6,其分析过程与第三阶段类似,这里不再赘述。

表6   第一阶段故障编码表

Tab.6  Fault diagnosis encode table in the first phase

故障管周期δ-δ′
变量T1T2T3T4T1T2T3T4
正常1000010010100010
VD20000000000000000
VD10000000000000000
VT60000010010100010
VT51000000010101010
VD41000000010000000
VD30000010000000000

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VT1~VT4未参与第一阶段的变流,故未在表中示出,从表6可以看出,根据两个故障诊断变量可以检测出参与变流的所有开关管的故障,并且能够定位除了VD1和VD2之外的所有开关管的故障。由于系统工作状态限定,VD1和VD2无法进行精确定位。

当系统处于第二阶段时,由于b1x1绕组未投入使用,VT3和VT4未参与变流,i3是无效值,故诊断变量δi = i1 - i2,δi′ = -i4,同样将变量设为δi和-δi′,通过与上述类似分析得到第二阶段的故障诊断编码见表7。

表7   第二阶段故障编码表

Tab.7  Fault diagnosis encode table in the second phase

故障管周期δ-δ′
变量T1T2T3T4T1T2T3T4
正常0001001010000010
VT10001011010000010
VT21001101010000010
VD20001011010000010
VD11001101010000010
VT60101000010000010
VT50000101010101010
VD40000101010000010
VD30101000000000000

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表7中通过两个诊断变量可以诊断出参与变流的所有开关管故障,但VT1与VD2,以及VT2与VD1故障表现相同,无法进行定位。根据观察其在已检测电流中的故障表现,发现其故障时检测电流i2的极性有所区别,VT1与VD2表现在T2时期,VT2与VD1表现在T4时期。故增加一个已检测的诊断变量i2即可精确定位。具体故障编码见表8。

表8   第二阶段补充变量i2故障编码表

Tab.8  Fault diagnosis encode table of the supplementary variable i2 in the second phase

故障管周期i2
变量T1T2T3T4
正常10000100
VT200000100
VD100000101
VT110000000
VD210100000

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5 实验

为验证所提出的新方法,搭建了与牵引变流器主电路结构一致的试验用牵引变流器试验平台,并增加10个接触器用于模拟开路故障。试验系统样机如图6所示。系统相关参数见表9。

图6

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图6   试验系统原型机

Fig.6   Prototype of the experimental system


表9   原型机主要参数

Tab.9  Key parameters of the prototype

VT1〜VT6BTA16-600B
VD1〜VD4RHRP3060
75R/76RRxQ-100-750ΩJ
11L/12L0.028H
变压器220V/190V X2,其一带中间抽头
电机Z2-42（340V/4kW）

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VT4开路故障的波形如图7所示,VT1开路故障的波形如图8所示,VT6开路故障的波形如图9所示,VD3开路故障的波形如图10所示,VD1开路故障的波形如图11所示。

图7

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图7   VT4开路故障诊断波形图

Fig.7   Wave-forms under VT4 open-circuit fault


图8

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图8   VT1开路故障诊断波形图

Fig.8   Wave-forms under VT1 open-circuit fault


图9

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图9   VT6开路故障诊断波形图

Fig.9   Wave-forms under VT6 open-circuit fault


图10

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图10   VD3开路故障诊断波形图

Fig.10   Wave-forms under VD3 open-circuit fault


图11

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图11   VD1开路故障诊断波形图

Fig.11   Wave-forms under VD1 open-circuit fault


以上所有波形图中的信号分别代表a2x2上的电压ud2 = 0.5ud、输出电流io、电流差1δi、电流差2δi′。其中0.5ud用来确定波形所在时期。

由实验波形图可见,所有故障都可在两个周期内通过两个诊断信号检测出来并定位出故障管,本实验验证了此诊断方法的可行性。

6 结论

本文提出了一种牵引变流器故障直接诊断和定位的方法,并验证了其正确性和有效性。本方法能实现任一开关管开路故障的快速诊断和定位,诊断时间快;只需要两个电流传感器,电流传感器使用的是环形霍尔传感器,避免了提高系统的复杂度,且诊断变量为电流差值的极性,省去了繁复精确的计算过程并有效地避免了负载对电流的影响,同时通过一些简单的电路将诊断信号数字化,大大提高了牵引变流器可靠性及检修便捷性。但由于试验条件受限,无法在与实物完全一致的设备上进行测试,下一步希望能装车测试。

参考文献

卢胜利, 陈昊, 昝小舒 .

开关磁阻电机功率变换器的故障诊断与容错策略

[J]. 电工技术学报, 2009,24(11):199-205.

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功率变换器是开关磁阻电机系统的中枢执行机构, 也是系统中最容易出现故障的薄弱环节。本文分别从非线性模型仿真和实验两方面对不对称半桥功率变换器的单相故障进行了研究。基于傅里叶变换讨论了功率变换器故障后相电流频谱的变化规律, 提出了相对谱比系数的概念, 并将其作为故障特征量以实现功率变换器的故障检测。通过对比不同工况条件下的实验结果, 分析说明了相对谱比系数具有良好的鲁棒性。最后给出了一种变角度容错方案, 有效降低故障相产生的制动转矩, 提高系统的可靠性能。实验结果验证了该文故障诊断与容错方案的有效性。

Lu Shengli, Chen Hao, Zan Xiaoshu .

Fault diagnosis and fault-tolerant control strategy for power converter of switched reluctance motor

[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009,24(11):199-205.

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功率变换器是开关磁阻电机系统的中枢执行机构, 也是系统中最容易出现故障的薄弱环节。本文分别从非线性模型仿真和实验两方面对不对称半桥功率变换器的单相故障进行了研究。基于傅里叶变换讨论了功率变换器故障后相电流频谱的变化规律, 提出了相对谱比系数的概念, 并将其作为故障特征量以实现功率变换器的故障检测。通过对比不同工况条件下的实验结果, 分析说明了相对谱比系数具有良好的鲁棒性。最后给出了一种变角度容错方案, 有效降低故障相产生的制动转矩, 提高系统的可靠性能。实验结果验证了该文故障诊断与容错方案的有效性。

梅樱, 孙大南, 韦中利 , 等.

一种基于矢量控制的变流器故障诊断方法

[J]. 电工技术学报, 2010,24(3):177-182.

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Mei Ying, Sun Danan, Wei Zhongli , et al.

An approach to converter faults diagnosis based on vector control

[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2010,24(3):177-182.

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陈特放, 钟燕科 .

基于小波分析和SVM的主变流器故障诊断

[J]. 机车电传动, 2009(1):57-59.

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针对电力机车主变流器的故障,提出基于小波分析和支持向量机(SVM)的故障诊断方法.首先,运用小波包对特征信号进行分解和重构,然后提取各频带的能量,将得到的能量值构造为特征向量,最后把特征向量输入到支持向量机,进行故障诊断.MATLAB仿真结果表明,该方法能够准确地对故障进行诊断.

Chen Tefang, Zhong Yanke .

Fault diagnosis for main converter based on wavelet analysis and SVM

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针对电力机车主变流器的故障,提出基于小波分析和支持向量机(SVM)的故障诊断方法.首先,运用小波包对特征信号进行分解和重构,然后提取各频带的能量,将得到的能量值构造为特征向量,最后把特征向量输入到支持向量机,进行故障诊断.MATLAB仿真结果表明,该方法能够准确地对故障进行诊断.

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Fault diagnosis digital method for power transistors in power converters of switched reluctance motors

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DOI:10.1109/TIE.2012.2207661      URL     [本文引用: 1]

This paper describes four main fault types of the asymmetric bridge power converter in switched reluctance motor drive on power transistors. Two on-line fault diagnosis methods for power transistors in the power converter are proposed. The principle of the proposed diagnosis methods is to detect the real-time current state from some particular positions, and then obtain the diagnosis result and the fault location by logical judgment. One fault diagnosis method is proposed using single current sensor monitoring the chopped bus current; the other method is using dual current sensors scheme monitoring the upper freewheeling bus current and excitation bus current. The simulation results of current states from certain positions of a three-phase 12/8 motor and its power converter are analyzed. Experiments have verified the effectiveness of the proposed fault diagnosis methods. It is shown that the dual current sensors scheme monitoring the upper freewheeling bus current and excitation bus current has the fastest fault response.

Wojciech Sleszynski, Janusz Nieznanski, Artur Cichowski , et al.

Open-transistor fault diagnostics in voltage-source inverters by analyzing the load currents

[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2009,56(11):4681-4688.

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Mohamed Trabelsi, Mohamed Boussak, Moncef Gossa , et al.

PWM-switching pattern-based diagnosis scheme for single and multiple open-switch damages in VSI-fed induction motor drives

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This paper deals with a fault detection technique for insulated-gate bipolar transistors (IGBTs) open-circuit faults in voltage source inverter (VSI)-fed induction motor drives. The novelty of this idea consists in analyzing the pulse-width modulation (PWM) switching signals and the line-to-line voltage levels during the switching times, under both healthy and faulty operating conditions. The proposed method requires line-to-line voltage measurement, which provides information about switching states and is not affected by the load. The fault diagnosis scheme is achieved using simple hardware and can be included in the existing inverter system without any difficulty. In addition, it allows not only accurate single and multiple faults diagnosis but also minimization of the fault detection time to a maximum of one switching period (T-c) Simulated and experimental results on a 3-kW squirrel-cage induction motor drive are displayed to validate the feasibility and the effectiveness of the proposed strategy. Crown Copyright (C) 2011 Published by Elsevier Ltd on behalf of ISA.

姜保军, 安群涛 .

基于运行模式分析的逆变器功率管开路故障诊断方法

[J]. 中国电机工程学报, 2012,32(24):30-39.

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提出一种新型逆变器功率管开路故障的在线诊断与定位方法。该方法在逆变器开关函数模型和运行模式分析的基础上，根据故障和正常状态下桥臂下管承受电压的不同，采用简单的硬件电路来实现，具有成本低、可靠性高、诊断时间短、适用性强等优点。对逆变器的运行模式进行研究，分别对正常状态和上下管开路故障状态时下管电压的实际值进行分析。分析结果表明，与由开关函数模型得到的下管电压估计值相比，上管和下管开路故障将产生不同的误差电压。另外，功率管开关延时、死区时间及测量噪声也会引起误差电压的产生，为了保障诊断的有效性需要加以消除。对于开关延时及测量噪声带来的误差电压，采用阈值比较和脉宽限制的方法将其滤除；同时通过将误差电压与开关信号进行调制，有效地消除了死区时间内的误差电压。给出硬件实现方法，在永磁同步电机矢量控制系统中进行实验验证。该方法不受闭环控制策略的影响，从表现出故障态到诊断输出的时间在10 ?m以内。

Jiang Baojun, Aa Quntao .

A novel diagnostic technique for open-switch faults of inverters based on operating mode analysis

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提出一种新型逆变器功率管开路故障的在线诊断与定位方法。该方法在逆变器开关函数模型和运行模式分析的基础上，根据故障和正常状态下桥臂下管承受电压的不同，采用简单的硬件电路来实现，具有成本低、可靠性高、诊断时间短、适用性强等优点。对逆变器的运行模式进行研究，分别对正常状态和上下管开路故障状态时下管电压的实际值进行分析。分析结果表明，与由开关函数模型得到的下管电压估计值相比，上管和下管开路故障将产生不同的误差电压。另外，功率管开关延时、死区时间及测量噪声也会引起误差电压的产生，为了保障诊断的有效性需要加以消除。对于开关延时及测量噪声带来的误差电压，采用阈值比较和脉宽限制的方法将其滤除；同时通过将误差电压与开关信号进行调制，有效地消除了死区时间内的误差电压。给出硬件实现方法，在永磁同步电机矢量控制系统中进行实验验证。该方法不受闭环控制策略的影响，从表现出故障态到诊断输出的时间在10 ?m以内。

王强, 王友仁, 张子富 , 等.

无刷直流电机驱动系统逆变器的开路故障诊断

[J]. 中国电机工程学报, 2013,33(24):114-122.

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逆变器的故障诊断是实现容错控制的前提，有助于提高电机驱动系统的可靠性。针对上桥臂PWM调制、下桥臂常开调制方式下的无刷直流电机驱动系统逆变器，提出了一种新颖的开路故障诊断方法。该方法将PWM周期内ON时的线电压与OFF时的线电压的差值作为特征量进行故障检测；在逆变器的下一工作模式中定位出具体的故障功率管。为了降低应用成本，提出了分时采集端电压来估计线电压差的软件算法与检测电路。最大诊断时间为1个电周期。该方法硬件电路简单、实现方便、可靠性高、成本低，且不受开环、闭环控制等策略的影响。实验结果表明了所提方法的正确性和有效性。

Wang Qiang, Wang Youren, Zhang Zifu , et al.

A diagnosis method for inverter open-circuit faults of brushless DC motor driver systems

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逆变器的故障诊断是实现容错控制的前提，有助于提高电机驱动系统的可靠性。针对上桥臂PWM调制、下桥臂常开调制方式下的无刷直流电机驱动系统逆变器，提出了一种新颖的开路故障诊断方法。该方法将PWM周期内ON时的线电压与OFF时的线电压的差值作为特征量进行故障检测；在逆变器的下一工作模式中定位出具体的故障功率管。为了降低应用成本，提出了分时采集端电压来估计线电压差的软件算法与检测电路。最大诊断时间为1个电周期。该方法硬件电路简单、实现方便、可靠性高、成本低，且不受开环、闭环控制等策略的影响。实验结果表明了所提方法的正确性和有效性。

Choi UiMin, Jeong HaeGwang , et al.

Method for detecting an open-switch fault in a grid-connected NPC inverter system

[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012,27(6):2726-2739.

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This paper proposes a fault-detection method for an open-switch fault in the switches of grid-connected neutral-point-clamped inverter systems. The proposed method can not only detect the fault condition but also identify the location of the faulty switch. In the proposed method, which is designed by incorporating a simple switching control in the conventional method, the fault condition is detected on the basis of the radius of the Concordia current pattern, and the location of the faulty switch can be identified. By using the proposed method, it is possible to detect the open-switch fault and identify the faulty switch within two fundamental periods, without using additional sensors or performing complex calculations. Simulations and experiments are carried out to confirm the reliability of the proposed fault-detection method.

Nuno M A Freire, Jorge O. Estima , et al.

Open-circuit fault diagnosis in PMSG drives for wind turbine applications

[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013,60(9):3957-3968.

DOI:10.1109/TIE.2012.2207655      URL     [本文引用: 2]

Condition monitoring and fault diagnosis are currently considered crucial means to increase the reliability and availability of wind turbines and, consequently, to reduce the wind energy cost. With similar goals, direct-drive wind turbines based on permanent magnet synchronous generators (PMSGs) with full-scale power converters are an emerging and promising technology. Numerous studies show that power converters are a significant contributor to the overall failure rate of modern wind turbines. In this context, open-circuit fault diagnosis in the two power converters of a PMSG drive for wind turbine applications is addressed in this paper. A diagnostic method is proposed for each power converter, allowing real-time detection and localization of multiple open-circuit faults. The proposed methods are suitable for integration into the drive controller and triggering remedial actions. In order to prove the reliability and effectiveness of the proposed fault diagnostic methods, several simulation and experimental results are presented.

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